ՀԱՅԱՍՏԱՆԻ ՀԱՆՐԱՊԵՏՈՒԹՅԱՆ ԿՐԹՈՒԹՅԱՆ

ԵՎ ԳԻՏՈՒԹՅԱՆ ՆԱԽԱՐԱՐՈՒԹՅՈՒՆ

ՀԱՅԱՍՏԱՆԻ ԱԶԳԱՅԻՆ ՊՈԼԻՏԵԽՆԻԿԱԿԱՆ ՀԱՄԱԼՍԱՐԱՆ

ՌԱԴԻՈՏԵԽՆԻԿԱՅԻ ԵՎ ԿԱՊԻ ՀԻՄՈՒՆՔՆԵՐԻ  ԱՄԲԻՈՆ

 

ԱՐԱՄՅԱՆ Հ. Լ.

  

ԱՆԱԼՈԳԱՅԻՆ  ԷԼԵԿՏՐՈՆԱՅԻՆ ՍԽԵՄԱՏԵԽՆԻԿԱ

ՈՒսումնական ձեռնարկ

 

 

 

 

ԵՐԵՎԱՆ

ՃԱՐՏԱՐԱԳԵՏ

2016

ՀՏԴ   621.31

 

Անալոգային էլեկտրոնային սխեմատեխնիկա: ՈՒսում­նական ձեռնարկ:

Հ. Լ. Արամյան: Համակարգչային ձևավորումը` Լ. Շ. Արամյանի:

Հայաստանի պետական ճարտարագիտական համալսարան: Երևան  2016թ., 221 էջ:

ՈՒսումնական ձեռնարկը կազմված է «Անալոգային էլեկտ­րո­­նային սխեմատեխնիկա» դասընթացի ծրագրին համապա­տաս­խան: Այն հնարավորություն է ընձեռում ուսանողներին գիտե­լիք­ներ ձեռք բերել ռադիոէլեկտրոնային սարքերի սխեմա­տեխ­­նիկական լուծումների վերաբերյալ:

Ձեռնարկում ընդգրկված են պարզագույն պասիվ և ակտիվ RC զտիչների վարքը հաճախային և ժամանակային հարթու­թյուններում, ուժեղարարների պարամետրերն ու բնութագ­րե­րը: Հատուկ ուշադրու­թյան են արժանացել աղմուկները, հետադարձ կապը, դրանց ազդեցությունն ուժեղարարի պարամետրերի ու բնութա­գրերի վրա: Նկարագրված է կիսահաղորդչային սարքերի աշխատանքի սկզբունքը, բերված են տրանզիստորային ուժեղարարների, հոսանքի գեներատորների, ցածր հաճախու­թյան և ռադիոհաճախության տատանումների գեներատորների աշխատանքը, սխեմատեխ­նի­կան և հաշվար­կային  առնչու­թյունները, որոնք լուսաբանված են հարուստ գրաֆիկական նյութով:

Նախատեսված է 210.300 մասնագիտության ուսանող­ների համար:

Նկ.` 176, գրակ.` 9 անուն:

 

Խմբագիր`                                        Ն. Ա. Խաչատրյան

Գրախոսներ`                                  Ա. Մ.  Դեմիրխանյան,  Վ. Գ.  Խաչատրյան

 

 

ԲՈՎԱՆԴԱԿՈՒԹՅՈՒՆ

 

ՆԵՐԱԾՈՒԹՅՈՒՆ

1.  ՊԱՍԻՎ  RC  ԶՏԻՉՆԵՐ

1.1. Ցածր հաճախության զտիչ

1.2. Բարձր հաճախության զտիչ

1.3. Շերտային զտիչ

1.4. Վին – Ռոբինսոնի կամրջակ

1.5. Կրկնակի T կամրջակ

1.6. Տատանողական կոնտուր

1.6.1. Հաջորդական տատանողական կոնտուր

1.6.2. Զուգահեռ տատանողական կոնտուր

2. ԱՂՄՈՒԿՆԵՐ

2.1. Ջերմային(Ջոնսոնի) աղմուկը

2.2. Կոտորակային աղմուկը

2.3. Ֆլիկեր-աղմուկը

2.4. Ֆոնը

3. ԿՀ  ՏԱՐՐԵՐՆ  ՈՒ  ԴՐԱՆՑ ԿԻՐԱՌՈՒՄԸ

3.1. Կիսահաղորդչային դիոդ

3.1.1. Դիոդի աշխատանքային ռեժիմը

3.1.2. Փոփոխական հոսանքի ուղղումը

3.2. Ստաբիլիտրոն

3.3. Լուսադիոդ  

3.4. Ֆոտոդիմադրություն

3.5. Ֆոտոդիոդ

3.6. Վարիկապներ

3.7. Թունելային դիոդներ

3.8. Կիսահաղորդչային ԳԲՀ դիոդներ

3.9. Հեղեղաթռիչքային դիոդ

3.10. Գանի դիոդ

3.11. Տրանզիստորներ    

3.11.1. Երկբևեռ տրանզիստորի կառուցվածքն ու աշխա­տանքը

3.11.2.  Երկբևեռ տրանզիստորի բնութագրերը

3.11.3. Երկբևեռ տրանզիստորի պարամետրերը

4. ՈՒԺԵՂԱՐԱՐՆԵՐ

4.1. ՈՒժեղարարների դասակարգումը

4.2. ՈՒժեղարարի պարամետրերը

4.3. ՈՒժեղարարի բնութագրերը

4.3.1 ՈՒժեղարարի բնութագրերը կայացած ռեժիմում

4.3.2. ՈՒժեղարարի բնութագրերը անցումային ռեժիմում

4.4. Ազդանշանի աղավաղումները

4.4.1. Գծային աղավաղումները

4.4.2. Ոչ գծային աղավաղումները

4.5. Հետադարձ կապ

4.5.1. Ըստ մուտքի և ելքի հաջորդական հետադարձ կապ

4.5.2.  Ըստ մուտքի և ելքի զուգահեռ հետադարձ կապ

4.5.3. Ըստ մուտքի` զուգահեռ և ըստ ելքի` հաջորդական հետադարձ կապ(հիբրիդային կապ)

4.5.4. Հետադարձ կապի ազդեցությունն  ուժեղարարի պարամետրերի, աղմուկի և աղավաղումների վրա

4.6. Տրանզիստորային ուժեղարարները

4.6.1. Ընդհանուր էմիտերով(ԸԷ) ուժեղարարները

4.6.2.  Ընդհանուր բազայով (ԸԲ) ուժեղարարը

4.6.3. Ընդհանուր կոլեկտորով ուժեղարարը(էմիտերային կրկնիչը)

4.6.4. Տրանզիստորի հաճախային հատկությունները

4.6.5. Կասկոդային ուժեղարարը

4.7. Դարլինգթոնի սխեման

4.8. Ղեկավարող p-n անցումով ԴՏ ուժեղարարները

4.8.1. Ղեկավարող p-n անցումով տրանզիստորով ուժեղարարները

4.9. Մեկուսացված փականով ԴՏ ուժեղարարներ

4.9.1. Մեկուսացված փականով ներդրված ուղիով(ՆՈՒ) դաշտա­յին տրանզիս­տորները

4.9.2. Մակածված ուղիով(ՄՈՒ) դաշտային տրանզիստորներ

4.9.3. Դաշտային տրանզիստորի ջերմակայուն կետը

4.10. Բազմաստիճան ուժեղարարներ

4.10.1. ՈՒնակային կապով ուժեղարար

4.10.2. Ինդուկտիվ կապով ուժեղարար

4.10.3. Անմիջական կապով ուժեղարար

4.11. Հոսանքի գեներատորներ

4.11.1. Երկբևեռ տրանզիստորներով հոսանքի գեներա­տորներ

4.12. Հաստատուն հոսանքի ուժեղարարներ

4.13. Դիֆերենցիալ ուժեղարարներ

4.14. Օպերացիոն ուժեղարարներ

4.14.1. Օպերացիոն ուժեղարարի հաճախային հատկու­թյուն­ները

4.14.2. Շրջող ուժեղարար

4.14.3. Չշրջող ուժեղարար

4.15. Երկտակտ ուժեղարարներ

4.15.1. B ռեժիմը

4.15.2. Տրանսֆորմատորային երկտակտ ուժեղարարները

4.15.3. Ոչ տրանսֆորմատորային ելքով երկտակտ ուժեղա­րարները

4.16. Ոչ գծային ուժեղարարներ

4.17. Հաճախության բազմապատկիչ

5. ԱԿՏԻՎ  RC ԶՏԻՉՆԵՐ

5.1. Ակտիվ ՑՀ զտիչներ

5.1. Ցածր հաճախության ակտիվ զտիչներ

5.1.1. Ցածր հաճախության զտիչ չշրջող ուժեղարարով ցածր հաճախության զտիչ

5.1.2. Ցածր հաճախության ակտիվ զտիչ շրջող ուժեղարարով

5.2. Ակտիվ ԲՀ զտիչներ

5.2.1. Լրիվ դիմադրության փոխարկչով բարձր հաճա­խու­­թյան զտիչ

5.2.2. Շրջող ուժեղարարով բարձր հաճախության զտիչ

5.3. Բարդ բացասական հետադարձ կապով շերտային զտիչ

6. ՏԱՏԱՆՈՒՄՆԵՐԻ ԳԵՆԵՐԱՑՈՒՄԸ

6.1. ՑՀ տատանումների գեներատորներ

6.2. ԲՀ տատանումների գեներատորներ

6.2.1. Հաճախության պարամետրական կայունացումը

6.2.2. Հաճախության պարամետրական կայունացումը

ԳՐԱԿԱՆՈՒԹՅՈՒՆ

 

 

ՆԵՐԱԾՈՒԹՅՈՒՆ

 

Սխեմատեխնիկան որևէ ռադիոէլեկտրոնային սարքի նախա­գծման հիմքը և միջոցն է. առաջինը կատարում են սարքի սխեմատեխնիկական հաշվարկ, ապա նոր միայն հուսալիու­թյան, ջերմատեխնիկական, մակաբույծ կապերի, մեխանիկական ամրության և այլ հաշվարկներ:

Ըստ մշակվող սարքի սխեմատեխնիկան լինում է հանգունային(անալոգային) և թվային. առաջինն զբաղվում է հանգունային, երկրորդը` թվային սարքերով:

Հանգունային են կոչվում այն սարքերը, որոնց գործառույթը հանգունային ազդանշանի մշակումն է, և թվային են կոչվում այն սարքերը, որոնց գործառույթը թվային ազդանշանի մշակումն է:

Հանգունային է կոչվում տվյալների այն ազդանշանը, որի յուրաքանչյուր պարամետր նկարագր­վում է անընդհատ ժամա­նա­կային ֆունկցիայով և հնարավոր արժեքների անընդհատ բազմությամբ:

Թվային է կոչվում տվյալների այն ազդանշանը, որի յուրա­քան­չյուր պարամետր նկարագր­վում է ընդհատ ժամանա­կային ֆունկցիայով և հնարավոր արժեքների ընդհատ բազմությամբ:

Հանգունային սարքեր են գծային և ոչ գծային ուժեղա­րարները, հաճախության փոխակերպիչներն ու բազմապատկիչ­ները, ներդաշնակ ազդանշանի գեներատորները, լայնութային, հաճախային և փուլային դետեկտորները, պասիվ և ակտիվ  զտիչները և այլն:

Ռադիոէլեկտրոնային սարքերի մեծագույն մասը պարունա­կում է ուժեղարար կոչվող սարք, որի ուսումնասիրմանն է հիմնականում նվիրված այս դասընթացի հիմնական մասը:

>>

 

 

1. ՊԱՐԶԱԳՈՒՅՆ  ՊԱՍԻՎ  RC  ԶՏԻՉՆԵՐ

ՈՒժեղացումն իրականացվում է ուժեղարար կամ ակտիվ տարրերի` լամպերի, տրանզիստորների, ինտեգրալ որոշ սխե­մա­­­ների, հագեցման դրոսելների(մագնիսական ուժեղարար­նե­րում), վարիկապերի կամ վարակտորերի(ունակային ուժեղա­րար­ներում) և այլ տարրերի միջոցով:

Յուրաքանչյուր տարր հաճախության որոշ տիրույթում դրսևոր­ում է և’ ինդուկտիվ, և’ ռեզիստիվ, և’ ունակային հատ­կություններ, հետևաբար` դրանցից յուրաքանչյուրի հատկու­թյունները կախված են ազդանշանի հաճախությունից, ուստի հանգունային սարքերի հաճախային հատկությունները լավ ըմբռնելու համար նպատակահարմար է նախ ուսումնասիրել պարզագույն պասիվ զտիչները:

Նախ դիտենք հետևյալ շղթան, որը կոչվում է լարման բաժանիչ(նկ. 1):

Նրա ելքում լարումը`

Ինչպես տեսնում ենք ելքային լարումը կախված չէ մուտքային ազդանշանի հաճախությունից և ելքում ու մուտքում ազդանշանները համափուլ են: Այլ պատկեր է ստացվում, երբ բաժանիչի տարրերից մեկը ռեակտիվ է. այդ դեպքում բաժանիչը ձեռք է բերում հաճախընտրուն հատկություններ:

Այն սարքը, որը մուտքային ազդանշանի տարբեր հաճա­խաշերտեր  փոխանցում է ելք տարբեր մարումներով և հապա­ղում­ներով, կոչվում է զտիչ:

>>

 

 

1.1. ՑԱԾՐ  ՀԱՃԱԽՈՒԹՅԱՆ(ՑՀ)  ԶՏԻՉ

Այս զտիչը ցածր հաճախության ազդանշանները փոխան­ցում է ելք գրեթե առանց փոփոխության,  իսկ բարձրերը` մեծ մարմամբ և հհապաղմամբ:

Ցածր հաճախության պարզագույն RC զտիչի էլեկտրական սկզբունքային սխեման բերված է նկ. 2 – ում:            

Այն 1-ին կարգի զտիչ է(զտիչի կարգը որոշվում է նրանում պարունակվող ռեակտիվ տարրերի թվով):

Զտիչի մուտքային  կոմպլեքս դիմադրությունը`

,

ելքայինը`

Փոխանցման գործակիցը`

Փոխանցման գործակցի մոդուլը`

ելքային լարման փուլը`

Նկ. 3–ում բերված է(կիսալոգարիթմական մասշտաբով) ՑՀ RC զտիչի լայնութահաճախային, իսկ նկ. 4 –ում` փուլահա­ճախային բնութագիրը:

 Հաճախային հարթությունում զտիչի հատկությունները բնո­րոշվում են նրա լայնութահաճախային բնութագրով, որի շրջման կետը համապատասխանում է   մակար­դակին: Ազդանշանի նվազման դիքությունը կազմում է 6 դԲ/օկտավ:

Հատման հաճախությունը`

Հաջորդաբար միացած n թվով միատեսակ զտիչներից կազմված(n-օղականի) զտիչի հատման հաճախությունը`

որտեղ f_Հ-ն յուրաքանչյուր զտիչի հատման հաճախությունն է:

Ժամանակային հարթությունում ցածր հաճախության զտիչն ինտեգրատոր է: Նկ. 5-ում բերված է ինտեգրատորի արձագանքը մուտքային թռիչքաձև փոփոխվող ազդանշանին:

Ելքային լարման  փոփոխման  օրենքը ժամանակային   միջակայքում`  

 

   Ինտեգրատորը նաև միջին արժեքի ձևավորիչ է.  

որտեղ առաջին գումարելին փոփոխական բաղադրիչն է կամ բաբախումը, երկրորդը` միջին արժեքը: ժամանակի    հաստա­տունի բավականաչափ մեծ արժեքների դեպքում փոփոխական բաղադրիչն անտեսելի է, և ելքային լարումը`

Ցածր հաճախության զտիչի տարատեսակներից է համեմա­տական ինտեգրող զտիչը, որի էլեկտրական սկզբունքային սխեման բերված է նկ.6–ում, լայնութահաճախային բնութագիրը` նկ  7-ում, իսկ փուլահաճախայինը` 8-ում:

Շղթայի մուտքային  կոմպլեքս դիմադրությունը`

ելքային  կոմպլեքս դիմադրությունը`

 

փոխանցման գործակիցը`

Վերոբերյալ եղանակով կորոշենք փոխանցման գործակցի մոդուլը`

 

Համեմատականության m գործակիցը վերցվում է 0,03...0,3 սահմաններում:

Ելքային ազդանշանի փուլը`

>>

 

 

1.2. ԲԱՐՁՐ ՀԱՃԱԽՈՒԹՅԱՆ(ԲՀ) ԶՏԻՉ

Բարձր հաճախության զտիչը բարձր հաճախության մուտքային ազդանշանները ելք է հաղորդում գրեթե առանց փոփոխության, մարման իսկ ցածր հաճախության ազդանշան­ները` մեծ մարմամբ և հհապաղմամբ:

Բարձր հաճախության RC զտիչի էլեկտրական սկզբունքային սխեման բերված է նկ. 9–ում: Այն նույնպես 1-ին կարգի զտիչ է:

Զտիչի փոխանցման գործակիցը`

հատման հաճախությունը`

ելքային ազդանշանի փուլը`

Նկ. 10-ում բերված է ԲՀ RC զտիչի լայնութահաճախային բնութագիրը, նկ. 11-ում`փուլահաճախային բնութագիրը:

 

 

Ժամանակային հարթության մեջ ԲՀ զտիչն ածանցիչ է: Մուտքային ուղղանկյուն իմպուլսներն այդ զտիչով անցնելիս վերածվում են սրածայր իմպուլսների(նկ. 12):

 

>>

 

1.3. ՇԵՐՏԱՅԻՆ ԶՏԻՉ

Այս զտիչը  միջին հաճախությունները փոխանցում է փոքր մարմամբ, բարձրերն ու ցածրերը` մեծ մարմամբ և հապաղ­մամբ:

Շերտային զտիչի էլեկտրական սկզբունքային սխեման բեր­ված է նկ. 13–ում, լայնութահաճախային բնութագիրը(կիսալո­գա­րիթ­մական մասշտաբով)` նկ. 14–ում, իսկ փուլահաճախայինը` նկ. 15 – ում:

Զտիչի փոխանցման գործակիցը`

ելքային ազդանշանի փուլը`

հատման հաճախությունը`

Զտիչի դիմադրությունը f_Ռ հաճախությունից ցածր հաճա­խու­թյուններում դրսևորում է ունակային, բարձր հաճախություն­ներում` ինդուկտիվ, իսկ f<sub>Ռ</sub> դեպքում` ռեզիստիվ բնույթ:

>>

 

 

1.4. ՎԻՆ – ՌՈԲԻՆՍՈՆԻ ԿԱՄՐՋԱԿ

Վին–Ռոբինսոնի կամրջակի էլեկտրական սկզբունքային սխեման բերված է նկ. 16–ում, լայնութահաճախային բնու­թագիրը` նկ. 17 – ում, իսկ փուլահաճախայինը` նկ. 18–ում:

Զտիչի փոխանցման գործակիցը`

ելքային ազդանշանի փուլը`

 

 

հատման հաճախությունը`

>>

 

 

1.5.  ԿՐԿՆԱԿԻ   T   ԿԱՄՐՋԱԿ

Կրկնակի T կամրջակի էլեկտրական սկզբունքային սխեման  բերված է նկ. 19–ում, լայնութահաճախային բնութագիրը` նկ. 20–ում, իսկ փուլահաճախայինը` նկ. 21–ում:

 

 

 

Զտիչի փոխանցման գործակիցը`

,

ելքային ազդանշանի փուլը’

հատման հաճախությունը`

Թեև այս բաժինը նվիրված է RC զտիչներին, սակայն վերջում համառոտ արծարծենք ռադիոէլեկտրոնի­կայում լայնորեն կիրառվող LC կոնտուրները:

>>

 

 

1.6. ՏԱՏԱՆՈՂԱԿԱՆ ԿՈՆՏՈՒՐ

1.6.1. Հաջորդական տատանողական կոնտուր(նկ. 22).

Լրիվ դիմադրությունը`

ռեզոնանսային հաճախությունը`

ռեզոնանսային դիմադրությունը`

թողաշերտի լայնությունը(նկ. 23)`

բնորոշ դիմադրությունը`

կոնտուրի բարորակությունը`

 

>>

 

1.6.2. Զուգահեռ տատանողական կոնտուր(նկ. 24).

Լրիվ դիմադրությունը`

ռեզոնանսային հաճախությունը`

թողաշերտի լայնությունը(նկ. 25)`

բնորոշ դիմադրությունը`

կոնտուրի բարորակությունը`

ռեզոնանսային դիմադրությունը`

>>

 

 

2. ԱՂՄՈՒԿՆԵՐ

Մուտքային­ ազդանշանի(օգտակար, թե` անօգտակար) բա­ցա­­­կայության դեպքում ուժեղարարի ելքում հայտնված ուժեղաց­ման արգասիքը կոչվում է աղմուկ: Դրանք տարաբնույթ են և ուղեկցում են գրեթե բոլոր ռադիոէլեկտրոնային սարքերին:

 

2.1. ՋԵՐՄԱՅԻՆ(ՋՈՆՍՈՆԻ)  ԱՂՄՈՒԿ

Ջերմային աղմուկը հավասարակշիռ աղմուկ է, որը պայմա­նավորված է հաղորդչում լիցքակիրների ջեր­մային շարժմամբ, ինչի արդյունքում հաղորդչի ծայրե­րում առա­ջանում է պոտեն­ցիալների ծփացող տարբերություն:

Ռեակտիվ շղթաները ջերմա­յին աղմուկ չունեն:

Այս աղմուկի միջին քառակուսային լարումը կախված է միայն նմուշի R ակտիվ դիմադրությունից և T ջերմաստիճանից ու հաշվվում է Նայքվիստի բանաձևով՝

որտեղ   Բոլցմանի հաստատունն է, T-ն` ջերմա­դինամիկական ջերմաստիճանը, իսկ    այն հաճախա­շերտը, որտեղ կատարվում են չափումները:

Ծփանքային էլշուն կախված է ջերմադինամիկական ջերմաստիճանից և հաղորդչի    դիմադրության R ակտիվ բաղադրիչից(Նայքվիստի բանաձև)`

Սենյակային պայմաններում 1 Հց հաճախաշերտում 1 Օհմ դիմադրությամբ հաղորդիչն ստեղծում է

հզորությամբ էլշու:

Ջերմային աղմուկի սպեկտրային խտությունը՝ S_f = 4kTR, կախված չէ հաճախությունից, այդ պատճառով այն կարելի է դիտարկել հաճախությունների լայն տիրույթում, ինչպես սպի­տակ աղմուկի դեպքում, և մնում է հաստատուն ընդհուպ մինչև

հաճախությունը, որտեղ ℏ -ը Պլանկի նորմավորված հաս­տատունն է`

T=300 Կ դեպքում` f_m ≈ 6⋅10¹² Հց:

Համաձայնեցման դեպքում բեռին է տրվում աղմուկի  հզորության քառորդ մասը`

Այսպիսով, յուրաքանչյուր շղթա կարելի է ներկայացնել անկախ աղմկային էլշուի աղբյուրի տեսքով, որի հաճախու­թյուններն ընկած են  տիրույթում, ընդ որում վերջինիս մեջտեղում ներքին դիմադրությունը` Z=R + jX : 

Եթե շղթան կազմված է երկու զուգահեռ ճյուղերից, ապա հարմար է շղթան ներկայացնել անկախ`

հոսանքով աղմկային հոսանքի գեներատորի տեսքով, որի հաղորդականությունը`

Ոչ լարային դիմադրիչներն աղմուկի ավելի բարձր մակարդակ են ստեղծում, քան լարայինները(այդ երևույթը նկա­տելի է միայն դիմադրիչի միջով հոսանքի անցման ժամանակ), ընդ որում` անվանական հզորությանը համապատաս­խան հոսանքի դեպքում աղմուկի մակարդակը մի քանի անգամ կարող է գերազանցել Նայքվիստի բանաձևով հաշվված արժեքը:

>>

 

2.2. ԿՈՏՈՐՈԿԱՅԻՆ  ԱՂՄՈՒԿ

Կոտորակային աղմուկը ռադիո­էլեկտրոնային սարքերի շղթաներում լարման և հոսանքի անկանոն ծփանքներ են` իրենց միջին արժեքի նկատմամբ, որոնք պայմանավորված են լիցքա­կիրների՝ էլեկտրոնների, ընդհա­տությամբ: Կոպիտ ասած` յուրաքանչյուր էլեկտրոնի «ժամա­նումն»  ուղեկցվում է շղթայում հոսանքի ցայտով: 

Ի տարբերություն էլեկտրոնների ջերմային շարժումից ծագած ջերմային աղմուկի` կոտորակային աղմուկը ջերմաստի­ճանից կախված չէ: Այն դրսևորվում է թափվող կոտորակի ակուստիկ աղմուկի տեսքով` ընդունիչի ելքում, ձյունի տեսքով` հեռուստացույցի էկրանին, խոտի տեսքով` լոկատորի էկրանին:

Կոտորակային աղմուկը ռադիոէլեկտրոնային սարքերի մեծամասնության ներքին աղմուկների հիմնա­կան բաղադրիչն է, որը բերում է թույլ ազդանշանների աղավաղման և զգայնության նվազման:

Կոտորակային աղմուկի սպեկտրային խտությունը որոշվում է Շոտկիի բանաձևով`

որտեղ  е-ն էլեկտրոնի լիցքն է, I₀-ն` հոսանքի հաստատուն բաղադրիչը:

>>

 

 

2.3. ՖԼԻԿԵՐ-ԱՂՄՈՒԿ

Ֆլիկեր-աղմուկը (1/f աղմուկ, վարդագույն աղմուկ, ավել­ցուկային աղմուկ) ծփանք է, որին բնորոշ է սպեկտրային խտության հակադարձ համեմատական կախումը հաճախությունից, ի տար­բերություն սպիտակ աղմուկի, որի սպեկտրային խտությունը հաստատուն է: Այն առաջանում է բոլոր բազմա­քանակ, ոչ միա­տեսակ  տարրեր պարունակող համակարգերում(քարաթափ` լեռնազանգվածներում, ձնահյուս, Արեգակի ակտի­վություն, սոցիալական համակարգ, էլեկտրոնա­յին սարքեր): Այդ տարրերը կարող են կուտակել էներգիա և չնչին արտաքին ազդեցությամբ արտա­զատել այն` առաջացնելով 1/f աղմուկ, մինչդեռ արտաքին ուժեղ և, մանավանդ` հաճախ ազդեցություններն անընդհատ լիցքաթափում են իրենց էներգիան, և միաժամանակյա (պայթյունային) երևույթ տեղի չի ունենում: Էլեկտրոնիկայում դրանք արտահայտվում են տրանզիստորներում` ռեկոմբի­նացիայի, լամպերում` էմիսիայի ժամանակ:

>>

 

 

2.4. ՖՈՆԸ

Սա ուժեղարարի ելքում կողմնակի լարում է, որի հաճա­խությունը ուժեղարար տարրի կամ լամպի շիկացման թելի սնման փոփոխական հոսանքի հաճախության պատիկն է:

Ֆոնը ծագում է ուղղված, սակայն լավ չհարթված փոփոխա­կան հոսանքով ուժեղարար տարրը սնելիս կամ լամպի շիկա­ցման թելը փոփոխական հոսանքով սնելիս: Այն առաջա­նում է նաև ուժեղարարի առաջին աստիճաններին մոտ զետեղ­ված փոփոխական հոսանքի շղթաների (լարերի և ուժային տրանս‎­ֆոր­մատորների) ազդեցությամբ(մակածմամբ):   

Ֆոնը գործնականորեն աննկատելի է, եթե 100 Հց-ը չգերա­զանցող հաճախության դեպքում նրա մակարդակը (60…70) դԲ-ով ցածր է ազդանշանի մակարդակից:

>>

 

 

3. ԿԻՍԱՀԱՂՈՐԴՉԱՅԻՆ  ՏԱՐՐԵՐՆ ՈՒ ԴՐԱՆՑ ԿԻՐԱՌՈՒՄԸ

Ռադիոէլեկտրոնիկայում էական դեր ունեն կիսահաղորդ­չային տարրերը, որոնցով կառուցում են ուղղիչներից մինչև թվացույցեր, լազերներից մինչև ԳԲՀ սարքեր ու կառավարման ավտոմատ սարքավորումներ: Համառոտ անդրադարձ կատա­րենք դրանց աշխատանքին ու կիրառությանը:

 

 

3.1. ԿԻՍԱՀԱՂՈՐԴՉԱՅԻՆ  ԴԻՈԴ

Կիսահաղորդչային դիոդը մեկ p-n անցումով միակողմանի հաղորդականությամբ օժտված էլեկտրառադիոտարր է, որի աշխատանքի հիմքում ընկած են p-n անցումում ընթացող պրոցեսները:

Նկ. 26-ում բերված է կիսահաղորդչային դիոդի վոլտ-ամպերային բնութագիրը, որի ուղիղ շեղման տեղամասն սկզբում ունի ընդգծված ոչ գծային բնույթ` չի ենթարկվում Օհմի օրենքին:

 Դիոդով անցնող հոսանքը որոշվում է Շոկլիի բանաձևով`

որտեղ m-ը Շոկլիի գործակիցն է, որը կատարյալ p-n անցման դեպքում` m=1, իրական անցման դեպքում` m=1...2 (դիֆուզային տիրույթ): Այս գործակիցը հաշվի է առնում դիոդի` Շոտկիի տեսությունից շեղումը, I<sub>S</sub>-ը` հագեցած հակադարձ հոսանքն է, U_T=kT/e-ն` ջերմային պոտենցիալը, որը սենյակային ջերմաստի­ճանում(300 Կ) կազմում է 25,5 մՎ:

Ուղիղ լարման որոշ արժեքի դեպքում լարման չնչին աճն առաջացնում է հոսանքի հսկայական աճ: Դա հագեցման լա­րումն է, որը գերմանիումային դիոդների համար  մոտա­վորապես 0,3 Վ է, սիլիցիումային դիոդների համար` 0,7 Վ:

ՈՒղիղ լարման հարյուրերորդական վոլտերի փոփոխու­թյուններն առաջացնում են տասնյակ միլիամպերների հասնող հոսանքի փոփոխություններ, հետևաբար` դիոդի ուղիղ դիմադրությունը չի գերազանցում մի քանի տասնյակ Օհմը: Հզոր դիոդների ուղիղ դիմադրությունը միավոր կամ տասնորդական օհմերի կարգի է:

Հակառակ լարման դեպքում վոլտ-ամպերային բնութագիրը պատկերված է այլ մասշատաբով, որի հետևանքով կոորդինատ­ների սկզբնակետում բնութագիրը բեկվել է:

Հակառակ լարման աճը առաջացնում է հակառակ հոսանք, որն այդ լարման փոփոխության բավական լայն տիրույթում մնում է հաստատուն (հագեցման հակադարձ հոսանք), որի արժեքներն ընկած են նանո­ամպերներից մինչև միկրոամպեր­ներ միջակայքում, հետևաբար հակառակ միացված դիոդի դիմադ­րությունը անհամեմատ մեծ է(հար­յուրավոր կիլոօհմերից մինչև մի քանի ՄեգաՕ­հ­մ), քան ուղիղ միացման դեպքում: Սակայն հակառակ լարման «ծակման լարում» կոչվող  արժեքի դեպքում հակառակ հոսանքն սկսում է կտրուկ աճել, և վրա է հասնում էլեկտրական ծակումը (AB տեղամասը), որը վերա­կանգնելի է (լարման վերանալուց հետո դիոդն աշխատունակ է դառնում):

Հակառակ լարման հետագա աճն առաջացնում է էլեկտրական ծակմանը հաջորդող ջերմային ծակում (բնու­­­թագրի BC տեղամասը), որի հետևանքով կիսահաղորդչում տեղի են ունենում անդառնալի երևույթներ, և դիոդը խափանվում է:

Այսպիսով, p-n անցումն օժտված է միակողմանի հաղոր­դականությամբ. ուղիղ շեղման դեպքում նրա դիմադ­րությունը փոքր է` միավորից մինչև տասնյակ օհմեր, ուստի նրանով անցնում է մեծ հոսանք, մինչդեռ հակառակ շեղման դեպքում նրա դիմադրությունը շատ մեծ է, ուստի նրանով անցնող հակադարձ հոսանքը միլիոնավոր անգամ փոքր է ուղիղ հոսանքից: 

Կիսահաղորդիչների էլեկտրահաղորդականության վրա զգալի ազդեցություն ունի ջերմաստիճանը: Ջերմաստիճանը բարձրացնելիս գոյանում են լիցքակիրների ավելի մեծ թվով զույգեր (ջերմագեներացում), ուստի էլեկտրահա­ղոր­դականությունն աճում է:

p-n անցումով կառուցված պարզագույն սարքը կոչվում է դիոդ: Դիոդի ջերմաստիճանը 1 Կ-ով բարձրացնելիս, նրանով միևնույն հոսանքը պահպանելու համար պահանջվում է 2 մՎ-ով պակաս լարում, քան մինչև ջերմաստիճանի բարձրացումը.

Ջերմաստիճանը 10 Կ–ով բարձրացնելիս գերմանիումային

դիոդի հակառակ հոսանքն աճում է մոտ երկու անգամ(նկ. 27),

այսինքն` 

հետևաբար, եթե օրինակ` ջերմաստիճանը փոփոխվի 50 Կ-ով, ապա հակառակ հոսանքը փոփոխվի 32 անգամ:

Այդ, ջերմաստիճանի աճի դեպքում նվազում է գերմանիումային դիոդների ծակման լարումը:

Սիլիցիումային դիոդների հակառակ հոսանքը` ջերմաս­տիճանը 100<sup>0</sup>C-ով բարձրացնելիս, աճում է մոտ 2,5 անգամ, իսկ ծակման լարումը` ջերմաստիճանի աճի դեպքում սկզբում մի փոքր աճում է, այնուհետև` նվազում:

>>

 

 

3.1.1. Դիոդի աշխատանքային ռեժիմը

Գործնականում դիոդի շղթան պարունակում է որևէ բեռ, օրինակ` դիմադրիչ (նկ. 28):

Դիոդի` բեռով աշխատելու ռեժիմը կոչվում է աշխատան­քային ռեժիմ: Եթե դիոդի դիմադրությունը լիներ գծային, ապա այս սխեմայում հոսանքի հաշվարկը կլիներ բավական պարզ, սակայն դիոդի դիմադրությունը ոչ գծային է, և նրա արժեքը փոխվում է դիոդով անցնող հոսանքից կախված: Այս պատճառով հոսանքը որոշում են գրաֆիկական եղանակով:

Խնդիրը հետևյալն է. հայտնի են E լարումն ու բեռի Rբ դիմադրությունը: Պահանջվում է գտնել շղթայի հոսանքը և դիոդի լարումը:

Դիոդի վոլտամպերային բնութագիրը(նկ. 29) նրա I_Դ հոսանքի կախումն է U լարումից, իսկ դիոդի հոսանքը (Օհմի օրենքը)`

Այսպիսով, ունենք երկու հավասարում երկու անհայտով` I և U, ընդ որում` հավասարումներից մեկը (Էբերս-Մոլի հավասա­րումը) տրված է գրաֆիկական եղանակով: Այս հավասարում­ների համակարգը լուծելու համար անհրաժեշտ է կառուցել երկրորդ հավասարման գրաֆիկը և գտնել երկու գրաֆիկների հատման կետը:

R_Բ դիմադրության հավասարումը առաջին կարգի գծային հավասարում է I - ի և U - ի նկատմամբ: Նրա գրաֆիկն ուղիղ գիծ է, որը կոչվում է բեռի գիծ: Պարզագույն դեպքում այն կառուցվում է կոորդինատային առանցքի երկու կետերով: I=0 դեպքում, վերջին հավասարումից ստանում ենք E-U=0, կամ` U=E, որը նկ. 29-ում համապատասխանում է A կետին: Իսկ երբ U=0, ապա I=E/R_Բ, որը նկ. 29-ում հա­մա­պա­տաս­խանում է  օրդինատների առանցքի B կետին: A և B կետեր միաց­նող գիծը բեռի գիծն է: C կետի կոորդինատները հավասարումների համակարգի լուծումներն են:

Կիսահաղորդչային դիոդներն օժտված են միակողմ հաղոր­դականությամբ, ուստի նախ կիրառվում են ուղղիչներում:

>>

 

 

3.1.2. Փոփոխական հոսանքի ուղղումը

Ուղղիչ սարքերը փոփոխական հոսանքը կամ լարումը փոխակերպում են հաստատուն հոսանքի կամ լարման: Այլ կերպ` ցանկացած ուղղիչ փոփոխական հոսանքի սպառիչ է և հաստատուն հոսանքի գեներատոր:

 ա) Միկիսապարբերական ուղղում

Փոփոխական հոսանքի ուղղման պարզագույն սխեման բերված է նկ 30 ա-ում:

Ռադիոէլեկտրոնային սարքերի սնման սխեմաներում ուղղիչների համար, որպես կանոն, փոփոխական հոսանքի աղբ­յուրը տրանսֆորմատորի EII լարմամբ (նկ. 30. բ) երկրորդային փաթույթն է, որին միացված են ուղղիչ VD1 դիոդն ու R_Բ բեռը):

Դրական կիսապար­բերության ժամանակ դիոդը գտնվում է ուղիղ շեղման տակ, և նրանով անցնում է I_Բ հոսանքը: Բեռի վրա այս հոսանքն առաջացնում է U_Բ լարման անկում(նկ. 30. գ): Բացասական կիսապարբերության ընթացքում դիոդի շեղումը հակառակ է, այն փակ է, և նրանով հոսանք գրեթե չի անցնում: Հետևաբար բեռի լարումը նույնպես բացակայում է: Այսպիսով բեռով անցնում է բաբախող հոսանք, որը հաճախ անվանում են ուղղված հոսանք: Հաստատուն հոսանքի վերածելու համար անհրաժեշտ է այս հոսանքի հետագա հարթում` որևէ զտիչով, պարզագույն դեպքում կոնդենսատորով:

Նկ. 30. դ-ում պատկերված է դիոդի լարումը: Այն սինուսային չէ: Դրական և բացասական կիսապարբերությունների լայնույթ­ները խիստ տարբերվում են միմյանցից: Դրա պատճառն այն է, որ դրական լարման դեպքում, երբ բաց դիոդով անցնում է ուղիղ հոսանք, դիոդի դիմադրությունը շատ փոքր է, և աղբյուրի լարման մեծ մասն ընկնում է բեռի վրա, որի դիմադրությունը անհամեմատ մեծ է դիոդի ուղիղ դիմադրությունից:

ՈՒղղված հոսանքի հաստատուն բաղադրիչը`

ուղղված լարման հաստատուն բաղադրիչը`

որտեղ U₀-ն և I₀-ն ուղղիչի ելքային լարումն ու հոսանքն են, U-ն և I-ն` ուղղիչի մուտքային լարումն ու հոսանքը, U<sub>m</sub>-ը և I<sub>m</sub>-ը` մուտքային լարման ու հոսանքի առավելագույն (լայնութային) արժեքները, R_Բ-ը` բեռի դիմադրությունը:

Հաճախ օգտակար են հետևյալ առնչությունները.

Հակադարձ լարումը(փակ դիոդի վրա լարման անկումը)` 

բաբախման հաճախությունը`

բաբախման գործակիցը`

Թեև այս սխեման պարզ է` նրանում կիրառվում է  մեկ դիոդ, սակայն այն ռադիոէլեկտրոնիկայիում լայն կիրառու­թյուն չունի` զգալի բաբախումների պատճառով: Առավել լայն տարա­ծում ունեն երկկիսապարբերական և կամրջակային ուղղիչները:

բ) Երկկիսապարբերական ուղղիչ

Նկ. 31. ա–ում բերված է երկկիսապարբերական ուղղիչի էլեկտրական սկզբունքային սխեման, իսկ ստորև բերված են երկկիսապարբերական ուղղիչի պարա­մետրերը.

հոսանքի և լարման հաստատուն բաղադրիչները`

դիոդների հոսանքի գործող արժեքը`

դիոդների հոսանքի առավելագույն արժեքը`

տրանսֆորմատորի երկրորդային փաթույթի հոսանքի գործող արժեքը`

տրանսֆորմատորի առաջնային փաթույթի հզորությունը`

տրանսֆորմատորի երկրորդային փաթույթի հզորությունը`

տրանսֆորմատորի հզորությունը`

 

 

բաբախման գործակիցը`

բաբախման հաճախությունը`

գ) Կամրջակային ուղղիչ

Կամրջակային ուղղիչի էլեկտրական սկզբունքային սխեման բերված է նկ. 32–ում:

 Դրական կիսապարբերության դեպքում ուղղված հոսանքն անցնում է VD2 և VD3 դիոդներով ու բեռով, բացասականի դեպ­քում` VD1 և VD4 դիոդներով ու բեռով` միևնույն ուղղությամբ:

Ստորև բերված են կամրջակային ուղղիչի պարամետրերը.

հակադարձ լարումը(փակ վիճակում դիոդի վրա լարման անկումը)`

հոսանքի և լարման հաստատուն բաղադրիչները`

 

 

դիոդների հոսանքի գործող արժեքը`

դիոդների հոսանքի միջին արժեքը`

դիոդների հոսանքի առավելագույն արժեքը`

տրանսֆորմատորի առաջնային փաթույթի հզորությունը`

տրանսֆորմատորի երկրորդային փաթույթի հզորությունը`

տրանսֆորմատորի հզորությունը`

բաբախման գործակիցը`

բաբախման հաճախությունը`

 

Բանաձևերից երևում է, որ դիոդների հոսանքը հավասար չէ տրանսֆորմատորի երկրորդային փաթույթի հոսանքին: Պատ­ճառն այն է, որ պարբերության ընթացքում դիոդով անցնում է հոսանքի մեկ կիսապարբերությունը, իսկ տրանսֆորմատորի փաթույթով` երկուսը:

>>

 

3.2. ՍՏԱԲԻԼԻՏՐՈՆ

Լարման կայունացման համար գործածում են դիոդի տարատեսակներից մեկը` ստաբիլիտրոնը, որի աշխատանքը հիմնված է հակառակ միացված p-n անցումում ընթացող էլեկտրական ծակման  երևույթի վրա:

Ստաբիլիտրոնի բնութագիրը բերված է նկ. 33-ում, միացման սխեման` նկ. 34-ում:

Էլեկտրական ծակման  տեղամասում(AB) հոսանքի հսկայական փոփոխություններին համապատասխանում են լարման չնչին փոփոխություններ, ինչը հնարավորություն է ընձեռում p-n անցումն օգտագործել լարման կայունացման համար:

Ստաբիլիտրոնի էլեկտրական բնութագրերից հիմնական­ներն են` կայունացման U₀ լարումը, առավելագույն և նվազա­գույն թույլատրելի հոսանքներն ու դիֆերենցիալ R_Դ դիմադրությունը(ստաբիլիտրոնի տվյալ նմուշի տեղեկատու տվյալներ): 

Ենթադրենք` սնման U լարումը կարող է փոփոխվել   սահմաններում, որի դեպքում ելքային U<sub>0</sub> լարումը` կփոփոխվի    սահմաններում:

Կայունարարի հաշվարկը կատարվում է հետևյալ առնչությունների օգնությամբ.

Ցածր լարումների կայունացման համար օգտագործում են p-n անցման բնութագրի ուղիղ տեղամասի հագեցման ռեժիմը, որում աշխատող դիոդն անվանվում է ստաբիստոր: Դրա կայունացման լարումը հավասար է նրա հագեցման լարմանը(0,7 Վ` սիլիցիումային, 0,3 Վ` գերմանիումային դիոդների դեպքում):

>>

 

 

3.3. ԼՈՒՍԱԴԻՈԴԸ

Լուսադիոդները կամ ինժեկցիոն դիոդներն ուղիղ շեղման դեպքում առաջացնում են լուսարձակում` ալիքի երկարության որոշ տիրույթում:

Լուսադիոդի աշխատանքի սկզբունքը հետևյալն է. ուղիղ շեղման դեպքում տեղի է ունենում լիցքակիրների մղում անոդի տիրույթից կատոդի տիրույթ: Օրինակ, եթե n տիրույթում էլեկտրոնների կոնցենտրացիան մեծ է p տիրույթում խոռոչների կոնցենտրացիայից  ապա տեղի է ունենում էլեկտրոնների սրսկում, մղում n տիրույթից p տիրույթ: Սրսկված էլեկտրոնները կատոդի տիրույթում ռեկոմբինացվում են հիմնական լիցքակիրների հետ(տվյալ դեպքում` էլեկտրոնները p տիրույթի խոռոչների հետ): Ռեկոմբինացված էլեկտրոնները հաղորդա­կանության գոտու ստորին մասում գտնվող բարձր էներգիական մակարդակներից անցնում են վալենտական գոտու վերին մասում գտնվող ցածր էներգիական մակարդակներ(նկ. 35), ինչն ուղեկցվում է ալիքի երկարությամբ ֆոտոնի առաջացմամբ, որի էներգիան մոտավորապես հավասար է նշված մակարդակների էներգիաների տարբերությանը.

 

որտեղից`

 

Ալիքի տվյալ երկարությամբ ֆոտոնի էներգիան`

Լույսի տեսանելի տիրույթում`  կիսահաղորդչի արգելման գոտու լայնությունը պետք է գերազանցի 1,7 էՎ-ը, որից բխում է, որ գերմանիումն ու սիլիցիումն պիտանի չեն լուսադիոդի կառուցման համար: Ժամանակակից լուսադիոդներում օգտագործվում են գալիումի ֆոսֆիդ և սիլիցիումի կարբիդ, գալիումի, ալյումինիումի, արսենի(GaAlAs) կամ ֆոսֆորի(GaAsP) այսպես կոչված` պինդ լուծույթներ:

Հիմնական պարամետրերն են.

- լույսի ուժը(Կանդել). սովորաբար` (0,1…1) Կանդել,

- պայծառությունը(Կանդել/մ²), սովորաբար` (10^-3…10^-2) Կանդել/մ².

- ալիքի երկարությունը(ճառագայթման գույնը)` տեսանելի, ինֆրակարմիր կամ ուլտրամանուշակագույն տիրույթում,

- էլեկտրական պարամետրերը:

Լուսադիոդի բնութագրերն են.

- պայծառության բնութագիրը(պայծառության կախումը հոսանքից),

- սպեկտրալ բնութագիրը(ճառագայթման ուժգնության կախումը ալիքի երկարությունից),

- ուղղվածության դիագրամը(ճառագայթման ուժգնության տարածական կախումը),

Լուսադիոդներն ունեն ամենատարբեր կիրառություններ` գծային սանդղակից մինչև <<Յոթսեգմենտանի՚>> թվացույցեր և թվատառային լուսացույցեր:

Լուսադիոդի գրաֆիկական նշանը(ա) և միացման սխեման(բ) բերված են նկ. 36–ում:

Լուսադիոդները լինում են սովորական և գերլյումինեսցենտ:

Դրանք օգտագործվում են.

- փողոցային, արդյունաբերական, կենցաղային լուսավորու­թյան մեջ, հեռակապում,

-  որպես ցուցիչ(ինդիկատոր), թվացույց, վազող տող,

- օպտրոններում, մթնոլորտային և մանրա­թելային կապի գծերում,

- խաղերում, խաղալիքներում:

>>

 

 

3.4. ՖՈՏՈԴԻՄԱԴՐՈՒԹՅՈՒՆԸ

Ֆոտոդիմադրությունը կիսահաղորդիչ տարր է, որի աշխատանքը հիմնված է լույսի ազդեցությամբ լիցքազույգերի առաջացման (ֆոտոգեներացիայի) երևույթի վրա: Ըստ էության ֆոտոդիմադրությունը կիսահաղորդչի կտոր է, որի դիմադրությունը փոխվում է նրա վրա ընկնող լույսի ազդեցությամբ(նկ. 37):

Լույսի բացակայությամբ կիսահաղորդիչն ունի բավական մեծ (10⁴…10⁷ Օհմ)` «մթնային» դիմադրություն: Լուսային հոսքի ազդեցությամբ տեղի է ունենում ներքին ֆոտոէֆեկտ, ֆոտոգեներացում, դիմադրության նվազում:

Ֆոտոդիմադրությունն ունի գծային վոլտամպերային(նկ. ա) և ոչ գծային էներգիական բնութագրեր(նկ. բ):

Նկ. 38–ում բերված են ֆոտոդիմադրությունի վոլտամպերային(ա) և էներգիական(բ) բնութագրերը, իսկ նկ. 39–ում` գրաֆիկական նշանակումը(ա) և միացման սխեման(բ):

Ֆոտոդիմադրությունը բնութագրվում է տեսակարար զգայունությամբ` մկԱ /(ՎԼմ):

 

>>

 

3.5. ՖՈՏՈԴԻՈԴԸ

Ֆոտոդիոդը կիսահաղորդչային սարք է, որի աշխատանքը հիմնված է ներքին ֆոտոէֆեկտի` լույսի ազդեցությամբ լիցքազույգերի գեներացման վրա: Լույսն ընկնելով p-n անցմանն ու նրա հարակից տիրույթներին առաջացնում է լիցքազույգեր, որոնց ազդեցությամբ դիոդի հաղորդականությունը, ուստի և` հակադարձ հոսանքն աճում է(առաջանում է ֆոտոհոսանք):

Նկ. 40–ում բերված է պարզագույն` p-n անցումով ֆոտոդիոդի կառուցվածքը: Նրան տրված է հակառակ շեղում, և նրանով անցնում է չափազանց թույլ հակադարձ(մթնային) հոսանք: Էլեկտրական դաշտի ազդեցությամբ լիցքակիրները` էլեկտրոն­ներն ու խոռոչները, անցման գոտուց հեռանում են(էլեկտրոն­ները` դեպի կիսահաղորդչի բացասական հատված(դրական բևեռ), իսկ խոռոչները դրական հատված( բացասական բևեռ), այն է` դաշտն ստեղծում է աղքատացված շերտ, ուստի նրա դիմադրությունը շատ մեծ է, և լարման անկումը գրեթե ամբողջությամբ ընկնում է անցման վրա, և հպման տիրույթում էլեկտրական դաշտը շատ ուժեղ է:

Ընկնող ֆոտոնի կլանման ժամանակ դաշտը բավարար էներգիա է հաղորդում կապված էլեկտրոնին, որը վալենտական գոտուց անցնում է հաղորդականության գոտի` ձևավորելով լիցքազույգ` ազատ էլեկտրոն և խոռոչ: Եթե սա տեղի է ունենում աղքատ գոտում, լիցքակիրներն արագ բաժանվում և սլանում են հակադիր ուղղություններով: Հասնելով աղքա­տացված շերտի սահմանին, որտեղ էլեկտրական դաշտը թույլ է, դրանց շարժումը, հետևաբար և արտաքին շղթայով հոսանքը դադարում է:

Եթե էլեկտրոն-խոռոչ զույգի գեներացումը տեղի է ունենում աղքատ շերտից դուրս, ապա լիցքակիրներն սկսում են դանդաղ ձգվել աղքատ շերտի ուղղությամբ: Աղքատ շերտ հասած լիցքակիրները ուժեղ էլեկտրական դաշտի ազդեցությամբ արագ անցնում են այդ շերտով` արտաքին շղթայով առաջացնելով հոսանք:

Ֆոտոդիոդի գրաֆիկական նշանակումն(ա) ու միացման սխեման(բ) բերված են նկ. 41–ում:

 

Նկարից երևում է, որ ֆոտոդիոդին, ի տարբերություն լուսա­դիոդի, տրվում է հակառակ շեղում: Ֆոտոդիոդի վոլտամ­պե­րային բնութագրերը նման են դաշտային տրանզիս­տորի ելքային բնութագրերին(նկ. 42), իսկ էներգիական բնութագ­րերը գծային են(նկ. 43):

Ֆոտոդիոդի զգայնությունը կազմում է մի քանի հարյուր միկրոամպեր/լյումեն (գերմանիումային ֆոտոդիոդների մթնային հոսանքը չի գերազանցում 20 մկԱ, իսկ սիլիցիումայիններինը` 2 մկԱ):

Ֆոտոդիոդն արագագործ է` մի քանի հարյուր ՄՀց, իսկ p-i-n կառուցվածքով դիոդները մինչև մի քանի տասնյակ ԳՀց:

Ֆոտոդիոդները կառուցվում են ըստ հարթ(պլանար) տեխնոլոգիայի:

>>

 

 

3.6. ՎԱՐԻԿԱՊՆԵՐ

Հակառակ շեղված p-n անցումը նման է կոնդենսատորի: Անցման սահմաններին խառ­նուրդային(դոնորային և ակցեպ­տորային) ատոմների հականուն տարածական լիցքերը կատա­րում են կոնդենսատորի շրջադիրների, իսկ աղքատ շերտը` մեկուսչի դերը: p-n անցման այս ունա­կությունն անվանում են պատնեշային(արգելքային) ունա­կություն.

Ինչպես սովորական կոնդենսատորների ունակությունը, պատնեշային ունակությունը նույնպես աճում է շրջադիրների (տվյալ դեպքում` p-n անցման) մակերեսի, դիէլեկտրիկ թափան­ցե­լիության աճի և մեկուսչի (տվյալ դեպքում` աղքատ շեր­տի) հաստության նվազման դեպքում: Թեև փոքր հզորության դիոդների անցման մակերեսը մեծ չէ, սակայն C_Պ ունակությունը բավական մեծ է ի հաշիվ անցման փոքր լայնության և դիէլեկ­տ­րիկ մեծ թափանցելիության նրա պատնեշային ունակությունը կարող է լինել մի քանի պիկո­ֆարադից մինչև հարյուրավոր պիկոֆարադներ:

Պատնեշային ունակության կարևոր առանձնահատ­կու­թյունն այն է, որ այն ոչ գծային է և կախված է p-n անցմանը կիրառված հակառակ լարումից: Երբ հակառակ լարումն աճում է, աղքատացված շերտի հաստությունը աճում է և պատնեշային C_Պ ունակությունը` նվազում: Այս կախումը պատ­կեր­ված է նկ. 44 ա-ում:

Գոյություն ունեն հատուկ դիոդներ` վարիկապներ և վա­րակ­­տորներ(նկ. 44 բ), որոնք կիրառվում են որպես լարմամբ ղեկա­վարվող փոփոխական ունակության կոնդենսա­տոր­ներ. դրանք կիրառվում են տատանողական կոնտուրների համալարման համար(էլեկտրոնային համալարք, նկ. 45):

Կոնտուրի ռեզոնանսային հաճախությունը`

որտեղ C(U)-ն վարիկապի ունակությունն է: R1 պոտենցիոմետրի օգնությամբ փոփոխելով վարիկապի լարումը, փոփոխում են նրա ունակությունը, դրանով  կոնտուրը համալարում պահանջ­վող հաճախությանը:

>>

 

 

3.7. ԹՈՒՆԵԼԱՅԻՆ ԴԻՈԴՆԵՐ

Թունելային դիոդի վոլտամպերային բնութագիրը բերված է նկ. 46-ում: Ինչպես երևում է, U= 0 դեպքում հոսանքը հավասար է զրոյի: Ուղիղ լաման` մինչև 0,1 Վ աճը բերում է ուղիղ թունելային հոսանքի մեծացման` մինչև առավելագույն արժեք(A կետը): Ուղիղ լաման հետագա բարձրացումը մինչև 0,2 Վ ուղեկցվում է թունելային հոսանքի փոքրացումով: Այս պատճառով B կետում հոսանքի արժեքը նվազագույնն է, և բնութագիրն ունի նվազող AB տեղամաս, որին բնորոշ է բացասական դիմադրությունը փոփոխական հոսանքի նկատմամբ`     

Այս տեղամասից հետո հոսանքը նորից աճում է ի հաշիվ դիֆուզիոն ուղիղ հոսանքի, որի բնութագիրը նկ. 46-ում տրված է ընդհատ գծով: Հետադարձ հոսանքն ստացվում է այնպիսին, ինչպիսին ուղիղն է, այսինքն`շատ անգամ ավելի մեծ, քան սովորական դիոդներինը:

Թունելային դիոդների հիմնական պարամետրերն են`

- առավելագույն Imax հոսանքը,

- նվազագույն Imin հոսանքը(հաճախ տրվում է Imax/Imin հարաբերությունը, որը կազմում է մի քանի միավոր),

- U_A լարումը,

- U_B լարումը,

- U_C լարումը:

  տարբերությունը կոչվում է փոխանջատման լարում կամ թռիչքի լարում:

Ժամանակակից թունելային դիոդներում հոսանքները կազմում են միավոր միլիամպերներ, իսկ լարումները` վոլտի տասնորդական մասեր:

Դիոդի պարամետրերն են.

- բացասական դիֆերենցիալ դիմադրությունը (սովորաբար տասնյակ օհմեր),

- լրիվ ունակությունը(միավոր կամ տասնյակ պիկոֆարադ­ներ), փոխանջատման ժամանակը(նանովայրկյանի մասեր) - մաքսիմալ կամ կրիտիկական հաճախությունը (հարյու­րավոր գիգահերց):

Թունելային դիոդը որոշակի ձևով միացնելով սխեմաներում` կարելի է նրա բացասական դիմադրությամբ հատուցել(կոմպեն­սացնել) ակտիվ դրական դիմադրությունը(եթե աշխատանքային կետը գտնվում է AB տեղամասում) և ստանալ ուժեղացման կամ տատանումների գեներացման ռեժիմներ: Օրինակ, սովորական տատանողական կոնտուրում ի հաշիվ կորուստների, միշտ առկա են մարումներ, սակայն թունելային դիոդի բացասական դիմադրությամբ կարելի է վերացնել կորուստները կոնտուրում և ստանալ չմարող տատանումներ: Թունելային դիոդով տատանումների գեներատորի պարզագույն սխեման բերված է նկ. 47-ում:

Էլեկտրոնների անցումը պոտենցիալային պատնեշով տեղի է ունենում չափազանց կարճ ժամանակամիջոցում` 10^-12 …10^-14 վ, ուստի թունելային դիոդները լավ են աշխատում գերբարձր հաճախություններում. կարելի է գեներացնել և ուժեղացնել տատանումներ մինչև տասնյակ, անգամ հարյուրավոր գիգահերց հաճախություններ: Պետք է նշել, որ թունելային դիոդների աշխատանքային հաճախության սահմանը գործնականում որոշվում է ոչ թե թունելային էֆեկտի իներցիոնությամբ, այլ հենց դիոդի ունակությամբ, նրա ելքերի ինդուկտիվությամբ և ակտիվ դիմադրությամբ:

Թունելային դիոդով ուժեղարարի ուժեղացման սկզբունքը բերված է նկ. 48-ում: ՈՒժեղացման ռեժիմն ստանալու համար անհրաժեշտ է ունենալ E-ի և Rբ-ի խիստ որոշակի արժեքներ: Rբ դիմադրության մեծությունը պետք է մի քիչ փոքր լինի դիոդի բացասական դիմադրության բացարձակ արժեքից: Այդ ժամանակ մուտքային լարման բացակայության դեպքում աշխատանքային կետը կարելի է ընտրել ընկնող տեղամասի մեջտեղում(սա բեռնվածքի գծի և դիոդի բնու­թագրի հատման կետըն է):

U_Մm արժեքով մուտքային լարման տրման դեպքում բեռի գիծը ՙկատարում է տատանումներ՚` տեղափոխվելով իրեն զուգահեռ: Նրա եզրային դիրքերը նշված են ընդհատ գծով, որոնք որոշում են աշխատանքային AB տեղամասի եզրակետերը: Դրանք պրոյեկտելով լարումների առանցքին, կստանանք ելքային լարման U_Եm լայնույթը, որն զգալիորեն գերազանցում է մուտքայինը:

Թունելային դիոդով ուժեղարարի առանձնահատկությունը առանձին մուտքային և առանձին ելքային շղթաների բացակա­յությունն է, որն ստեղծում է որոշակի դժվարություններ ուժեղացման բազմաստիճան սխեմաների իրագործման ժամա­նակ: Թունելային դիոդներով ուժեղարարները կայուն են աշխատում և կարող են տալ բավականաչափ ուժեղացում աղմուկների ոչ բարձր մակարդակի դեպքում:

Թունելային դիոդը օգտագործվում է որպես արագագործ փոխանջատիչ, ընդ որում նրա փոխանջատման ժամանակը կարող է լինել 10^-9 վ-ից էլ փոքր: Թունելային դիոդի աշխատանքային սխեման իմպուլսային ռեժիմում ընդհանուր առմամբ նույնն է, ինչ որ բերված է նկ. 49-ում, միայն մուտքային լարումն իմպուլսային է, իսկ Rբ դիմադրության մեծությունը պետք է ավելի մեծ լինի դիոդի բացասական դիմադրության բացարձակ արժեքից:

 

Մուտքային դրական իմպուլսի դեպքում աշխատանքային կետը ցատկում է B կետը, և հոսանքը դառնում է նվազագույնը (I_min), որը կարող ենք պայմանական անվանել դիոդի փակ վիճակ: Կարելի է սկզբնական աշխատանքային կետն ընտրել B-ն և աշխատել բացասական իմպուլսներով:

Թունելային դիոդն ունի մի էական թերություն`արագ ծերացումը:

>>

 

 

3.8. ԿԻՍԱՀԱՂՈՐԴՉԱՅԻՆ  ԳԲՀ  ԴԻՈԴՆԵՐԸ

ԳԲՀ-ում լայն կիրառություն են ստացել կետային դիոդները, որոնք կառուցվում են սիլիցիումից, գերմանիումից կամ գալիումի արսենիդից` խառնուրդների բարձր պարունա­կու­թյամբ: Վերջինիս շնորհիվ անցման, բազայի դիմադրությունը շատ փոքր է, և ուղիղ հոսանքի ժամանակ անցումում կուտակված լիցքերն արագ ներծծվում են, իսկ կետայնության շնորհիվ` անցումն ունի փոքր մակերես, ուստի` փոքր ունակություն:

Սակայն, բազայի փոքր դիմադրության պատճառով անցումն ստացվում է շատ բարակ, և ծակման լարումը կազմում է մի քանի Վոլտ, սակայն դա մեծ թերություն չէ, քանի որ այս դիոդներն աշխատում են թույլ ազդանշաններով: Այդուհանդերձ,  ԳԲՀ դի­ոդները կարող են խափանվել ստատիկ էլեկտրական լիցքերով:

Սովորաբար կիսահաղորդչային ԳԲՀ դիոդներն ունեն համառանցք կառույց, որը հեշտացնում է նրանց կիրառումը համառանցք գծերում ու ալետարներում և  որի շնորհիվ ունեն շատ փոքր ունակություն ու ինդուկտիվություն:

Գոյություն ունեն ԳԲՀ դիոդների մի քանի տարբերակներ` պարամետրական(նվազաղմուկ ուժեղարար), դետեկտորային, մոդուլյատորային, խառնիչ, փոխանջատիչ, ռեզոնանսային-փոխանջատիչ և այլն:

>>

 

3.9. ՀԵՂԵՂԱԹՌԻՉՔԱՅԻՆ  ԴԻՈԴԸ

ԳԲՀ տատանումների գեներացիայի և ուժեղացման համար օգտագործվում են հեղեղաթռիչքային դիոդները, որոնք աշխատում են էլեկտրական ծակման ռեժիմում` հաստատուն հակառակ լարման դեպքում և մի շարք դեպքերում օժտված են փոփոխական հոսանքի նկատմամբ բացասական դիմադրու­թյամբ: Այսպիսի բացասական դիմադրությունը ծագում է միայն ԳԲՀ տրույթում, ցածր հաճախություններում այն չի նկատվում:

Հեղեղաթռիչքային դիոդին հաստատուն հակադարձ լարում և որոշ փոփոխական լարում կիրառելիս, հակառակ լարման դրական կիսալիքի ազդեցությամբ(ընդուն­վում է, որ այս կիսալիքը համապատասխանում է դիոդի հակառակ լարման աճին) ծակման ռեժիմում տեղի է ունենում հոսանքի հեղեղաձև աճ` «էլեկտրական հեղեղ»:

Կիսահաղորդիչներում ընթացքների իներցիոնության հետե­վան­քով, այսինքն` p-n անցումով լիցքակիրների վազքի ժամա­նակի վերջավոր լինելու պատճառով, այս հոսանքը դրա պատ­ճառը հանդիսացող փոփոխական լարման դրական կիսալիքի նկատմամբ որոշ ուշացումով է մաքսիմումի հասնում: Հաս­տատուն լարման ազդեցության տակ «հեղեղը» շարունակում է շարժվել նաև լարման հաջորդ` բացասական կիսապար­բերու­թյան ընթացքում: Այսպիսով, «հեղեղին» համապատաս­խանող հոսանքի իմպուլսն իր նշանով հակառակ է փոփոխական լար­ման բացասական կիսալիքին, ուստի փոփոխական հոսանքի նկատմամբ առաջանում է բացասական դիմադրություն:

Հեղեղաթռիչքային դիոդը ԳԲՀ տատանողական համակար­գին միացնելով, ի հաշիվ բացասական դիմադրության, կարելի է ստանալ տատանումների գեներացիայի կամ ուժեղացման ռեժիմ: Ավելի ցածր հաճախություններում ընթացքների իներ­ցիոնությունը չափազանց թույլ է ազդում, և հոսանքի իմպուլսի հապաղումը փոփոխական լարման նկատմամբ նույնպես չնչին է, ուստի բացասական դիֆերենցիալ դիմադրությունը գործնա­կանում բացակայում է:

Հեղեղաթռիչքային դիոդը կարող է ունենալ ոչ միայն p–n, այլև ավելի բարդ կառուցվածք, օրինակ, Ռիդի դիոդներում օգտագործվում է n⁺ – p – i – p⁺ կառուցվածքը:

Գեներատորներում հեղեղաթռիչքային դիոդը միացվում է ծավալային ռեզոնատորին: Այսպիսի գեներատորները անընդ­հատ ռեժիմում կարող են տալ միավոր վատտերի կարգի օգտա­կար հզորություն` 10% օ.գ.գ-ի դեպքում, իսկ իմպուլսային ռեժի­մում` մի քանի հարյուր վատտ հզորություն` տասնյակ տոկոս օ.գ.գ.-ի դեպքում:

Ազդանշանի ուժեղացման համար հեղեղաթռիչ­քային դիոդն ունի նշանակալի թերություն` սեփական աղմուկ­ների համեմա­տաբար բարձր մակարդակը:

>>

 

 

3.10. ԳԱՆԻ ԴԻՈԴԸ

ԳԲՀ-ում բացասական դիմադրությամբ կիսահաղորդչային սարքերի ներկայացուցիչ է նաև Գաննի դիոդը, որի աշխատանքը հիմնված է Ջ. Գաննի երևույթի վրա:

Գաննի դիոդն առանց p–n անցման կիսահաղորդչային բյուրեղ է, որում ստեղծված է ուժեղ էլեկտրական դաշտ: Դիոդը կառուցվում է հաղորդականության երկու գոտի ունեցող կիսահաղորդչից, օրինակ` գալիումի արսենիդից և ունի երկու էլեկտրոդ` անոդ և կատոդ: Նման կիսահաղորդիչների ուսում­նա­սիրությունները ցույց են տվել, որ հաղորդականության տարբեր գոտիներում էլեկտրոններն ունեն տարբեր շարժու­նակություն: Վերին գոտում, որին համապատասխանում է առավել բարձր էներգիա, էլեկտրոնը նվազ շարժուն է:

Արտաքին դաշտի բացակայության կամ համեմատաբար թույլ դաշտի դեպքում էլեկտրոնները գտնվում են հաղորդակա­նության ստորին գոտում, որտեղ նրանք օժտված են ավելի բարձր շարժունությամբ, և, հետևաբար, կիսահաղորդիչն ունի համեմատաբար ավելի բարձր հաղորդականություն: Եթե կիսահաղորդչին կիրառվող լարումը բարձրացնենք, ապա սկզբում հոսանքը կմեծանա Օհմի օրենքի համաձայն, բայց որոշ լարման դեպքում էլեկտրոնների մեծ մասը կանցնի հաղորդա­կանության վերին գոտի, և այդ գոտում դրանց շարժունության թուլացման հետևանքով կիսահաղորդչի դիմադրությունը կտրուկ կմեծանա: Հոսանքը կփոքրանա, և վոլտամպերային բնութագրում կհայտնվի բացասական դիֆերենցիալ դիմադ­րությամբ(նվազող) տեղամաս(նկ. 50): Լարման հետագա աճը կրկին բերում է հոսանքի համեմատական աճի:

Կիսահաղորդչում անխուսափելիորեն առկա անհամասե­ռու­թյունների հետևանքով ուժեղ դաշտի ազդեցությամբ կիսահա­ղորդչի նյութի դիմադրությունն աճում է ոչ թե նրա ամբողջ ծավալում, այլ փոքր տիրույթում, որը(մեծ դիմադրությամբ և մեծ դաշտով տիրույթը) կոչվում է դոմեն:

Դոմենը սովորաբար առաջանում է կատոդի մոտ(մինուս) և չի մնում նույն տեղում, այլ մեծ արագությամբ շարժվում է դեպի անոդ(պլյուս): Բուն դոմենում էլեկտրոնների արագությունն ավելի փոքր է, քան մյուս տեղամասերում, և, հետևաբար, ծավալային լիցքի խտությունը մեծ է, այսինքն` դոմենն ինքնատիպ խտացում է:

Դոմենում կենտրոնացված է ավելի ուժեղ դաշտ, իսկ կիսահաղորդչի մնացած մասում դաշտն ավելի թույլ է, և էլեկտրոնների արագությունը` ավելի մեծ:

Այդ պատճառով դոմենից աջ էլեկտրոններն ավելի արագ են տեղափոխվում դեպի անոդ, և առաջանում է էլեկտրոններից աղքատացած տեղամաս: Իսկ դոմենից ձախ, ընդհակառակը, դեպի դոմեն ավելի արագ գալիս են նոր էլեկտրոններ: Այս պրոցեսը պայմանավորում է դոմենի տեղաշարժը կատոդից անոդ(նկ. 51):

Հասնելով անոդին դոմենը վերանում է, բայց կատոդի մոտ ստեղծվում է նոր դոմեն, որը շարժվում է դեպի անոդ և այսպես շարունակ: Դոմենների վերացումը և նորերի ստեղծումն ուղեկցվում է Գաննի դիոդի դիմադրության պարբերական փոփոխմամբ, որի հետևանքով առաջանում են դիոդի հոսանքի տատանումներ, որոնց հաճախությունը դոմենի ճանապարհի (անոդից կատոդ) փոքր երկարության դեպքում գտնվում է ԳԲՀ տիրույթում: Այդ տատանումների հաճախությունը`

որտեղ V_Դ-ն դոմենի արագությունն է, որը գալիումի արսենիդում մոտավորապես 10⁷ սմ/վ է, l -ը կիսահաղորդչի երկարությունն է(Գաննի դիոդում այն սովորաբար մի քանի միկրոմետր է): Այստեղից հետևում է, որ, օրինակ` l=10 մկմ-ի դեպքում տատանումների հաճախությունը` f = 10⁷/10^-3= 10¹⁰ Հց = 10 ԳՀց է:

Գաննի դիոդների կարևոր առանձնահատկությունն այն է, որ աշխատում է ամբողջ կիսահաղորդիչը, ոչ թե նրա միայն մի մասը` p-n անցումը: Այդ պատճառով Գաննի դիոդներում թույլատրելի են մեծ հզորություններ: Ներկայումս այդ դիոդները անընդհատ ռեժիմում գեներացնում են տասնյակ վատտ, իսկ իմպուլսային ռեժիմում` մի քանի կիլովատ հզորություն,  միավորներից մինչև տասնյակ տոկոս օ.գ.գ.-ի դեպքում: Տեսական հաշվարկներով կարելի է ստեղծել Գաննի դիոդ` տասնյակ գիգահերցերի տիրույթում, իմպուլսային ռեժիմում` մինչև հարյուր կիլովատ հզորությամբ:

>>

 

 

3.11. ՏՐԱՆԶԻՍՏՈՐՆԵՐԸ

Դասընթացում ուսումնասիրելու ենք տրան­զիստորային ուժեղարարները` նշելով այլ ուժեղարարների առանձնակատ­կությունները, ուստի համառոտ անդրադարձ կատարենք տրանզիստորներին:

Տրանզիստորը կիսահաղորդչային եռէլեկտրոդ(կամ քառէ­լեկ­տրոդ) ուժեղարար տարր է: Տարբերում են երկբևեռ և համաբևեռ կամ դաշտային տրանզիստորներ:

Երկբևեռ տրանզիստորը կառավարվում է մուտքային հոսանքով, իսկ դաշտայինը` լարմամբ(դաշտով), ուստի վերջինս ունի անհամեմատ մեծ մուտքային դիմադրություն, քան` երկբևեռը:

 

 

3.11.1. Երկբևեռ տրանզիստորի կառուցվածքն ու աշխա­տանքը

Երկբևեռ տրանզիստորը երկու p-n անցմամբ կիսահաղորդ­չային տարր է, որի անցումներից մեկին(բազա-էմիտեր անցում, բազային անցում) կիրառվում է ուղիղ(p-ին` դրական, n-ին` բացասական), մյուսին(կոլեկտոր-բազա անցում, կոլեկտորային անցում)` հակառակ լարում:

Տրանզիստորը, ինչպես երևում է նկարից, կազմված է երեք տիրույթից: Միջին տիրույթը կոչվում է բազային տիրույթ (էլեկտրոդը` բազա, Բ), եզրային տիրույթներից մեկը` էմիտե­րային տիրույթ(էմիտեր, Է), մյուսը` կոլեկտորային տիրույթ (էլեկտրոդը`կոլեկտոր Կ):

Երկբևեռ տրանզիստորները և դրանց գրաֆիկական նշանա­կումները պատկերված են նկ. 1-ում: Դրանք ըստ կառուցվածքի լինում են երկու տեսակի` n-p-n (նկ. 52. ա) և p-n-p(նկ. 52. բ):

Երկու անցումների հեռավորությունը, այսինքն` բազային տիրույթի լայնությունը, շատ փոքր է` միավոր միկրոմետրեր: Բացի այդ, բազային տիրույթում խառնուրդների խտությունը շատ փոքր է կոլեկտորային տիրույթի, և առավել ևս  էմիտերային

տիրույթի խտություններից:

 Կախված անցումներին կիրառված լարումների ուղղու­թյուն­ներից` տարբերում են տրանզիստորների աշխատանքի երեք ռեժիմ` ակտիվ, հատման և հագեցման:

Ակտիվ ռեժիմում էմիտերային անցումը բաց է, կոլեկտորայինը` փակ: Հատման ռեժիմում երկու անցումներն էլ ունեն հակառակ շեղում: Հագեցման ռեժիմում և’ էմիտերային, և’ կոլեկտորային անցումներն ունեն ուղիղ շեղում: Հնարավոր է նաև չորրորդ ռեժիմը, երբ էմիտերային անցումը փակ է, իսկ կոլեկտորայինը` բաց, սակայն այն չի կիրառվում, ուստի չենք քննարկի:

Ուժեղարարներում և գեներատորներում հիմնականում կի­րառ­­վում է ակտիվ ռեժիմը: Տրանզիստորի աշխատանքի հատ­ման և հագեցման ռեժիմները բնորոշ են իմպուլսային սարքերին:

Դիտարկենք ֆիզիկական պրոցեսները երկբևեռ` օրինակ` n-p-n տիպի տրանզիստորում:

Երբ էմիտերային անցմանը լարում չի կիրառված, նրանով գործնականորեն հոսանք չի անցնում: Այս դեպքում կոլեկտո­րային անցումը հաստատուն հոսանքի նկատմամբ կդրսևորի մեծ դիմադրություն, քանի որ հիմնական լիցքակիրները կոլեկտո­րա­յին հակառակ շեղման ազդեցությամբ հեռանում են անցման տիրույթից դեպի կիսահաղորդիչների խորքերը և անցման սահմանին առաջանում է հիմնական լիցքակիրներից աղքատ տիրույթ:             

Երբ միացված են միայն հաստատուն E1 և E2 լարումների աղբյուրները(նկ. 53), այսինքն` էմիտերային անցմանը տրվում է ուղիղ շեղում, իսկ կոլեկտորային անցմանը` հակառակ, ընդ որում` էմիտերային անցման դիմադրությունը փոքր է, և այս անցումով հոսանք անցնելու համար բավական է, որ E1 լարումը լինի ընդամենը տասնորդական վոլտեր:

Կոլեկտորային անցման դիմադրությունն, ընդհակառակը, շատ մեծ է. E2 լարումը սովորաբար լինում է միավոր, երբեմն` տասնյակ վոլտեր: Նկ. 71-ից երևում է, որ տրանզիստորի էլեկտրոդների լարումները կապված են հետևյալ առնչությամբ.

Ակտիվ ռեժիմում, սովորաբար,  

Կոլեկտորային անցումով կանցնի միայն ոչ հիմնական լիցքակիրներով, այսինքն` p տիրույթից դեպի n տիրույթ անցնող էլեկտրոններով և n տիրույթից դեպի p տիրույթ անցնող խոռոչներով պայմանավորված աննշան հակառակ հոսանք:

Տրանզիստորի աշխատանքի սկզբունքը հետևյալն է. էմիտերային անցման ուղիղ շեղման ազդեցությամբ Էմիտերի տիրույթի հիմնական լիցքակիրները(n-p-n տրանզիստորում` էլեկտրոնները, p-n-p-ում` խոռոչները) անցնում են բազային տիրույթ, որը նախ` անհամեմատ նեղ է, քան էմիտերի և կոլեկտորի տիրույթները, և երկրորդ` թույլ է լեգիրացված:

Բազային տիրույթում գործում է հիմնական լիցքակիրներն արագացնող`  բազա-էմիտեր լարումը շատ անգամ գերազանցող կոլեկտոր-բազա լարման դաշտը, որի ազդեցությամբ հիմնական լիցքակիրների մեծագույն մասն անցնում է կոլեկտորային տիրույթ, և միայն չնչին մասն է բազայում ռեկոմբինացվում` այսու ձևավորելով բազային հոսանք: Այսպիսով, էմիտերային հոսանքի չնչին փոփոխությունները, որոնք հետևանք են բազա-էմիտեր լարման փոփոխությունների, առաջացնում են կոլեկտո­րային հոսանքի հսկայական փոփոխություններ: Սա է տրանզիս­տորի ուժեղացնող հատկության պատճառը:

Ակնհայտ է, որ

Որ­պես­զի բազային հոսանքը լինի նվազագույնը, բազային շերտը վերց­նում են շատ բարակ, խառնուրդների պարունա­կությունը` ցածր(այս դեպքում քիչ էլեկտրոններ կռեկոմբինաց­վեն բազայում):

>>

 

 

3.11.2.  Երկբևեռ տրանզիստորի բնութագրերը

Երկբևեռ տրանզիստորի մուտքային բնութագիր է կոչվում

կախումը(նկ. 54):

 

Երկբևեռ տրանզիստորի ելքային բնութագիր է կոչվում

 

կախումը, որոնցից առաջինի գծանկարը բերված է նկ. 55–ում:

Կոլեկտորային հոսանքի կախումը կոլեկտոր-էմիտեր լարումից շատ թույլ է.

 

Երկբևեռ տրանզիստորի անցումային բնութագիրը (կոլեկտո­րային հոսանքի կախումը բազա-էմիտեր լարումից, նկ. 56) որոշվում է Էբերս-Մոլի բանաձևով`

որտեղ I_S-ը կոլեկտոր-բազա հակադարձ հոսանքն է, U_T=(kT)/e-ն (k-ն Բոլցմանի հաստատունն է, T-ն` ջերմադի­նամիկական ջերմաստիճանը, e-ն` էլեկտրոնի լիցքը): Սենյա­կային ջերմաս­տի­ճանում(300Կ)  

Հակադարձ հոսանքի կախումը կոլեկտոր-բազա լարումից բավական թույլ է, մինչդեռ ջերմաստիճանից` խիստ ուժեղ է.

10Կ-ով ջերմաստիճանի աճը հանգեցնում է հակադարձ հոսանքի, ուստի և` կոլեկտորային հոսանքի կրկնապատկմանը,

Ջերմային կախման թուլացման նպատակով անհրաժեշտ է ձեռնարկել միջոցառումներ:

>>

 

 

3.11.3. Երկբևեռ տրանզիստորի պարամետրերը

Տրանզիստորների հատկությունները բնութագրվում են մի շարք պարամետրերով:

Բազային հոսանքի փոխանցման գործակիցը կամ ուժեղաց­ման գործակիցն ըստ հոսանքի`

Սա դիֆերենցիալ գործակիցն է, օգտագործվում է նաև ուժեղացման ստատիկ գործակիցը.

Այդ գործակիցների արժեքները շատ չեն տարբերվում(նկ. 57), ուստի հաճախ օգտվում են միայն  

Ժամանակակից տրանզիստորների ուժեղացման գործակից­ների արժեքները կազմում են մի քանի հարյուր, իսկ որոշ­նե­րինը(այսպես կոչված`«սուպերբետայով» տրանզիստոր­ներ­ինը)` հազարներ և տասնյակ հազարներ:

 

Էմիտերային հոսանքի ուժեղացման գործակիցները.

-  ստատիկ գործակիցը`

-  դիֆերենցիալ գործակիցը`

Վերջինիս արժեքն ընկած է 0,950-ից մինչև 0,998 միջա­կայքում:  

 

Հանգունորեն` 

Բնութագրի դիֆերենցիալ(դինամիկ) թեքությունը (դիքու­թյունը) ցույց է տալիս կոլեկտորային հոսանքի փոփոխման արագությունն ըստ բազա - էմիտեր լարման.

 

Այսպիսով, երկբևեռ տրանզիստորի դիքությունն ուղիղ համեմատական է կոլեկտորային հոսանքին:

Երկբևեռ տրանզիստորի էմիտերային տիրույթի դիմադ­րությունը`

 

հակադարձ համեմատական է կոլեկտորային հոսանքին:

Երկբևեռ տրանզիստորի բազային հոսանքը հավասար չէ 0-ի, ուստի այն ունի վերջավոր դիմադրություն`

որը հակադարձ համեմատական է կոլեկտորային հոսանքին:

Կոլեկտոր-էմիտեր դիմադրությունը`

որտեղ U_Y-ն Էրլիի պոտենցիալն է. p-n-p տրանզիստորներինը` U<sub>Y</sub> = (40…150) Վ, n-p-n տրանզիստորներինը` U_Y=(80…200) Վ:

Այսպիսով` կոլեկտոր-էմիտեր դիմադրությունը նույնպես հակադարձ համեմատական է կոլեկտորային հոսանքին:

Ըստ լարման հետադարձ փոխանցման գործակիցը`

Սա փոքր հոսանքների դեպքում դրական է, մեծ հոսանքների դեպքում` բացասական: Նրա բացարձակ մեծությունը չի գերազանցում 10^-4-ը, այնպես որ այն կարելի էր անտեսել, սակայն բարձր հաճախություններում, այնուամենայնիվ, հարկ է լինում այն հաշվի առնել: Այն հաշվի է առնվում նաև կոլեկտոր-բազա ունակության դիտարկման դեպքում:

>>

 

4. ՈՒԺԵՂԱՐԱՐՆԵՐ

ՈՒժեղարար է կոչվում այն սարքը, որը սնման աղբյուրի էներգիայի հաշվին մեծացնում է մուտքային ազդանշանի հզորու­թյունը: ՈՒժեղացումն իրականացվում է ըստ հետևյալ ընդհան­րացված կառուցվածքային սխեմայի(նկ. 58):

Սխեմայում  1-ը սնման աղբյուրն է 2-ը` ազդանշանի աղբյուրը, 3-ը` բուն ուժեղարարը, 4-ը` ուժեղարարի բեռը:

>>

 

4.1. ՈՒԺԵՂԱՐԱՐՆԵՐԻ ԴԱՍԱԿԱՐԳՈՒՄԸ

ՈՒժեղարարները դասակարգվում են,

ա) Ըստ ուժեղացվող ազդանշանի բնույթի`

-հաստատուն հոսանքի,

- փոփոխական հոսանքի,

բ) ըստ ուժեղացվող ազդանշանի պարամետրերի`

- լարման,

-  հոսանքի,

- հզորության,

գ) ըստ հաճախային հատկությունների`

- ցածր հաճախության,

-  բարձր հաճախության,

-  լայնաշերտ,

դ) ըստ աղմկային հատկությունների`

-  սովորական,

-   նվազաղմուկ,

ե) ըստ ազդանշանի տեսքի`

- ներդաշնակ ազդանշանի,

-  իմպուլսային ազդանշանի,

զ) ըստ բեռի տեսակի`

-  ռեզիստիվ,

-   ռեզոնանսային(շերտային),

է) ըստ ակտիվ տարրի միացման եղանակի`

- ընդհանուր էմիտերով(ակունքով, կատոդով),

- ընդհանուր բազայով (փականով, ցանցով),

- ընդհանուր կոլեկտորով(սպառիչով, անոդով) կամ էմիտե­րա­յին(ակունքային, կատոդային) կրկնիչ:

>>

 

 

4.2. ՈՒԺԵՂԱՐԱՐԻ ՊԱՐԱՄԵՏՐԵՐԸ

ՈՒժեղարարը ակտիվ քառաբևեռ է, որը բնութագրվում է բազմաթիվ բնորոշ պարամետրերով ու բնութագրերով: Դրանք հանգամանորեն բերվում են ստորև:

ա) Անվանական ելքային հզորություն(P_Ե) է կոչվում ուժեղա­րարի ելքային հզորության այն առավելագույն արժեքը, որի դեպքում հարմոնիկների գործակիցը չի գերազանցում իր առավելագույն թույլատրելի արժեքը` որոշակի հաճախության դեպքում(ձայ­նային ուժեղարարի դեպքում` 1 կՀց):

բ) Նոմինալ ելքային լարումը(U_Ե) ներդաշնակ ազդա­նշանի միջին քառակուսային լարումն է, իսկ իմպուլսայինի` մեծու­թյունը(բարձրությունը):

գ)  Ելքային դիմադրությունը(Z_Ե) լրիվ դիմադրության մոդուլն է: Ընդհանուր դեպքում ելքային դիմադրությունը կոմպլեքս է`

նրա մոդուլը`

դ) Դեմպ‎ֆ‎երացման գործակիցը ելքային դիմադրության և բեռի դիմադրությանը հարաբերությունն է .

ե) Օգտակար գործողության գործակիցը ելքային P_Ե հզորության հարաբերությունն է սնման աղբյուրից սպառվող P₀ հզորությանը,

որը սովորաբար չի գերազանցում 60…70%-ը:

զ) Մուտքային դիմադրությունը

Մուտքային դիմադրությունը մուտքային լարման փոփոխու­թյան և մուտքային շղթայում նրա առաջացրած հոսանքի փոփո­խության հարաբերությունն է.

է) ՈՒժեղացման գործակիցները

- ըստ հզորության`

- ըստ լարման`

- ըստ հոսանքի`

որտեղ «Ե» ինդեքսով նշանակված են ելքային, իսկ «Մ» ինդեքսով` մուտքային, համապատասխանաբար` հզորությունը, լարումը, հոսանքը:

Լայնորեն օգտագործվում են ուժեղացման լոգարիթմական գործակիցները(դԲ)`

Ակտիվ մուտքային` Z<sub>Մ</sub>=U<sub>Մ</sub>/I<sub>Մ</sub> և ելքային` Z_Ե=U_Ե/I_Ե դիմադ­րությունների դեպքում ուժեղացման գործակիցն ըստ հզորու­թյան`

ը)  Թողանցման շերտը

Թողանցման շերտը f_Ս(ստորին) և ‎‎f_Վ(վերին) արժեքներով սահմանափակված հաճախաշերտն է, որտեղ ուժեղացման գործա­կիցը փոփոխվում է որոշ օրենքով` տրված ճշտությամբ: Օրինակ, ձայնային հեռարձակման, այսպես կոչված, Hi-Fi(High Fidelity` բարձրագույն հավաստիության) սարքի թողարկման շերտը 30 Հց-ից 15 կՀց-ն է` բնութագրի`  

թ) Ազդանշան/աղմուկ հարաբերությունը

Ազդանշան/աղմուկ հարաբերությունը ուժեղարարի թո­ղանց­ման շերտում օգտակար ազդանշանի և աղմուկի միջին հզո­րությունների(կամ լայնույթների միջին քառակուսային ար­ժեքների քառակուսիների) հարաբերությունն է(արտահայտվում է նաև դեցիբելներով).

կամ`                       

Երբ ազդանշան/աղմուկ հարաբերությունը 0 դԲ է, խոսակցությունը բոլորովին անհասկանալի է, 40 դԲ-ի դեպքում` ապահովվում է լավ որակ, իսկ 60 դԲ-ի դեպքում`աղմուկը գործնականում չի զգացվում:

ժ) Աղմուկի գործակիցը

Աղմուկի գործակից է կոչվում այն F թիվը, որը ցույց է տալիս, թե ուժեղարարի ելքում աղմուկի գումարային հզորությունը քա­նի անգամ է մեծ ազդանշանի աղբյուրի ներքին դիմադ­րու­թյան առաջացրած աղմուկից, եթե ուժեղարար տարրն անաղմուկ է:

Աղմուկի հզորությունը`

Այստեղից` ուժեղարարի ելքում աղմկային լարման բանաձևը.

Աղմուկի գործակիցը սովորաբար բնութագրվում է լոգարիթմական 

մեծությամբ:

Դիտարկենք մի օրինակ. ենթադրենք միկրոֆոնի ներքին դիմադրությունը 1 կՕհմ է, էլշուն(պարապ ընթացքի լարումը)` 0,2 մՎ, իսկ ուժեղարարի թողանցման շերտը` 15 կՀց: Պահանջ­վում է որոշել ուժեղարարի աղմուկի գործակիցը, եթե նրա ելքում ազդանշան/աղմուկ հարաբերության պահանջվող արժեքը պետք է լինի 50 դԲ:

որտեղից

Աղմուկի գործակիցը`

ուստի ուժեղարարի աղմուկի գործակիցը չպետք է գերազանցի

ժա) Զգայնությունը

ՈՒժեղարարի զգայնությունը նրա մուտքային ազդանշանի այն նվազագույն լայնույթն է (լարում, հոսանք, հզորություն), որի դեպքում բեռի վրա ստացվում է ելքային չաղավաղված ազդա­նշանի պարամետրի (լարման, հոսանքի, հզորության) պահանջ­վող մեծությունը` ուժեղարարի ելքում ազդանշան/աղմուկ  հարա­բերու­թյան տրված արժեքի դեպքում:

ժբ) Դինամիկական տիրույթը

ՈՒժեղարարի դինամիկական տիրույթը մուտքային ազդանշանի առավելագույն լայնույթի և զգայնության հարա­բերության լոգարիթմն է` ելքային ազդանշա­նի առավելագույն թույլատրելի աղավաղումների դեպքում: Մասնավորապես, ակուստիկ սարքերի ելքում ազդանշանի նվազագույն լարումը պետք է 6 ... 10 դԲ-ով բարձր լինի աղմուկի մակարդակից:

Համեմատության համար, օրինակ, սիմֆոնիկ նվագախմբի դինամիկական տիրույթը, այն է` նրա ստեղծած ձայնային առավելագույն ճնշման (ֆորտիսիմո) և նվազագույն ճնշման (պիանիսիմո) հարաբերության լոգարիթմի 20-ապատիկը, կազ­մում է 65 դԲ, մինչդեռ հաղորդավարի խոսակցության դինամի­կական տիրույթը միայն 25… 35 դԲ է:

Ցածր հաճախության ազդանշանի աղբյուրներին հատ­կանշական են սեփական (ներքին) խանգարումները ­(աղմուկ­ները), որոնք նեղացնում են դինամիկական տիրույթը: Այսպես, ածխային միկրո‎‎ֆոնի դինամիկական տիրույթը չի գերազանցում 30…40 դԲ-ը, մինչդեռ ստուդիական միկրո­ֆ‎ոններինը և ձայնագ­րիչներինը հասնում է 60…70 դԲ-ի:

ՈՒժեղարարի դինամիկական տիրույթը պետք է լինի ուժեղացվող ազդանշանի դինամիկական տիրույթից ոչ նեղ: Եթե ուժեղարարի դինամիկ տիրույթը ազդանշանի դինամիկա­կան տիրույթից նեղ է, ապա կիրառում են ուժեղացման կարգավո­րիչներ, սեղմիչ-ընդարձակիչներ և այլն:

>>

 

 

4.3. ՈՒԺԵՂԱՐԱՐԻ ԲՆՈՒԹԱԳՐԵՐԸ

4.3.1 ՈՒժեղարարի բնութագրերը կայացած ռեժիմում

Կայացած ռեժիմում ուժեղարարի  հիմնական բնութագրերը հետևյալն են.

ա) Դինամիկական բնութագրերը

ՈՒժեղարարի ոչ գծային հատկությունները լավագույնս բնու­թագրում է միջանցիկ դինամիկ բնութագիրը` ելքային լար­ման(հոսանքի) կախումը մուտքային էլշուից (էլշուի և մուտքային դիմադրության հարաբերությունից)` մուտքային ներդաշնակ ազ­դա­նշանի դեպքում. U_Ե=f(e_Մ), I_Ե=f(e_Մ), U_Ե=f(e_Մ/R_Մ), I_Ե=f(e_Մ/R_Մ): Սա ցույց է տալիս, թե ուժեղարարը որքանով է դրսևորում գծային համակարգի հատկություններ:

Փուլային շեղումից զերծ(կատարյալ) գծային ուժեղարարի միջանցիկ դինամիկ բնութագիրը սկզբնակետով անցնող ուղիղ է(նկ. 59):

Շատ մեծ մուտքային դիմադրությամբ ուժեղարարի համար կարևոր բնութագիր է ուղիղ փոխանցման  դինամիկ բնութագիրը, օրինակ` U_Ե=f(U_Մ):

բ) Լայնութային բնութագրերը

Այս բնութագրերն արտահայտում են ելքային ազդանշանի առաջին հարմոնիկի լայնույթի կախումը մուտքային ներդաշնակ ազդանշանի լայնույթից` UԵ1=f(UՄ) կամ IԵ1=f(UՄ), որոնք կարող են ունենալ նկ. 60–ում բերված տեսքը:

  Բնութագրերի սկզբնական մասում մնացորդային ելքային լարման պատճառը ներքին աղմուկներն են:

Բնութագրի վերջին մասի շեղումը գծայնությունից պայմա­նավորված է ուժեղարարի ոչ գծային հատկություններով:

 

գ)  Փոխանցման ֆունկցիան

Լայնութահաճախային և փուլահաճախային բնութագրերը որոշվում են փոխանցման ‎ֆունկցիայով:

Ուժեղարարի փոխանցման ֆունկցիա է կոչվում

ֆունկցիան, որտեղ

իրական գործակիցներով     կախված բազմանդամներ են:

Եթե M(P)-ն և N(P)-ն կարող են վերլուծվել գծային արտադ­րիչների, ապա`

որտեղ z₁, z₂… z_m-ը` M(p)=0, իսկ p<sub>1</sub>, p<sub>2,</sub> …, p<sub>m</sub>-ը` N(p)=0 հավասարման լուծումներն են: Առաջինները կոչվում են փոխանցման ֆունկցիայի 0-ներ, իսկ երկրորդները` բևեռներ: Արմատները կարող են լինել ինչպես իրական, այնպես էլ` կոմպլեքս համալուծ զույգեր, ընդ որում` կայուն շղթայի բնութագրիչ հավասարման արմատների իրական մասերը բացասական են: 

Որպեսզի շղթան իրականանալի լինի, անհրաժեշտ է և բա­վարար, որ  դեպքում փոխանցման (ուժե­­ղաց­ման) գործակիցը ձգտում է վերջավոր արժեքի:

Փոխանցման գործակցի մոդուլի կախումը հաճախությունից, կոչվում է լայնութահաճախային, իսկ մուտքայինի նկատմամբ ելքային ազդանշանի փուլի տեղաշարժի կախումը հաճախու­թյունից ` փուլահաճախային բնութագիր:  

դ) Լայնութահաճախային բնութագիրը

Փոխանցման գործակցի մոդուլի կախումը հաճախությունից կոչվում է լայնութահաճախային բնութագիր:

Լայնութահաճախային  բնութագիրը ուժեղացման գոր­ծակցի(նորմավորված) կախումն է մուտքային ազդանշանի հաճախությունից(նկ.61):

Այն հաճախությունները, որոնց համապատասխան ուժե­ղացման գործակցի արժեքները  անգամ փոքր են նրա առավելա­գույն արժեքից, կոչվում են ստորին և վերին  հաճախու­թյուններ (f_Ս, f_Վ):

Սովորաբար որպես ուժեղարարի թողանցման շերտ է ընդունվում լայնութահաճախային բնութագրի այն հաճախա­շերտը, որին համապատասխանում են ուժեղացման գործակցի   արժեքները (նկ. 61-ում`  [f_Ս, f_Վ] միջակայքը):

ե)  Փուլահաճախային բնութագիրը

Փուլահաճախային բնութագիրը մուտքային ազդանշանի փուլի նկատմամբ ելքային ազդանշանի փուլի տեղաշարժի (շեղման)կախումն է հաճախությունից(նկ. 62):

Այն էական դեր ունի ուժեղարարների կայունության գնա­հատ­ման, գեներատորների կառուցման ժամանակ չմարող տատանումների պահպանման և այլ խնդիրներում:

զ) K(j f) վեկտորի հոդոգրա‎ֆը

Այս հոդոգրա‎ֆը մեկ կախմամբ կապում է ուժեղացման գործակցի և փուլային շեղման փոփոխությունները`

Այս կախման ներկայացումը կոմպլեքս հարթության մեջ` բևեռային կոորդինատներով, բավական ակնառու է և հնարավոր, որովհետև ուժեղացման կոմպլեքս գործակիցը`

բնութագրվում է K(f) մոդուլով և փուլով:

>>

 

 

4.3.2. ՈՒժեղարարի բնութագրերը անցումային ռեժիմում

ՈՒժեղարարի անցումային աշխատակարգն առաջին հեր­թին բնութագրվում է անցումային բնութագրով, որը ելքային լարման կախումն է ժամանակից` մուտքային թռիչքաձև ազդանշանի դեպքում.

Այն բնութագրում է ելքային ազդանշանի կայացման t_Կ ժամանակը կամ ուժեղարարի արձագանքը ազդանշանի արագ փոփոխություններին (նկ. 64):

 

Բանաձևում`

միավորային ֆունկցիան է, որը հավասար է 0-ի` t-ի ոչ դրական արժեքների դեպքում, և հավասար է 1-ի` t-ի դրական արժեքների դեպքում:

Որպես մուտքային ֆունկցիա ընտրված է միավորային ֆունկ­ցիան, որովհետև այդ դեպքում անցողիկ պրոցեսն արտա­հայտվում է առավել վառ, իսկ այդ պրոցեսը նկարագրող արտահայտությունն ստացվում է պարզագույնը:

Անցումային ֆունկցիան(նկ. 65)`

 

>>

 

 

4.4. ԱԶԴԱՆՇԱՆԻ  ԱՂԱՎԱՂՈՒՄՆԵՐԸ

ՈՒժեղացվող ազդանշանի աղավաղում է կոչվում ազդա­նշանի փոփոխման երևույթը` ուժեղարարի իրական և կատար­յալ(իդեալական) բնութագրերի տարբերության պատ­ճառով:

Գոյություն ունեն երկու տեսակի աղավաղումներ` գծային և ոչ գծային:

 

4.4.1. Գծային աղավաղումները

Գծային աղավաղումները ուժեղարարի ռեակտիվ տարրերի ազդեցության հետևանք են: Այդ աղավաղումները լինում են`  հաճախային, փուլային և անցումային (թռիչքային):

ա) Հաճախային աղավաղումները

 Հաճախային աղավաղումներ տեղի ունեն, եթե ուժեղա­րարի իրական և կատարյալ լայնութահաճախային բնութագրերը միմ­յանցից տարբերվում են:

Նկ. 66–ում բերված են ուժեղարարի իրական (ընդհատագծով) և կատարյալ (հոծ գծով) բնութագրերը: Հասկանալի է, որ ազդանշանի տարբեր հաճախություններ կուժեղացվեն տարբեր չափով, և ազդանշանի տեսքը կփոփոխվի` առաջացնելով աղավաղում:

 

Որպես հաճախային աղավաղման չափանիշ որոշ դեպքե­րում (ՑՀՈՒ, չափիչ ուժեղարար, ՀՀՈՒ) գործածում են ուժեղաց­ման գործակցի նորմավորված արժեքները` թողանցման շերտի սահմանային հաճախություններում.

որտեղ K-ն f_Մ միջին հաճախության դեպքում ուժեղացման գործակիցն է(ՑՀՈՒ-ում f_Մ=1 կՀց, ՀՀՈՒ-ում f_Մ=0, և այլն):

Տարբեր ուժեղարարների կատարյալ(պահանջվող) բնու­թագ­րերը կարող են լինել տարբեր: Օրինակ, բազմուղի համա­կարգի ուժեղարարի ԼՀԲ-ն էապես տարբերվում է վերոբերյալ ուժե­ղարարի ԼՀԲ-ից:

բ) Փուլային աղավաղումները

 Փուլային աղավաղումները ուժեղարարի թողանցման շեր­տում իրական և կատարյալ ՓՀԲ-երի տարբերության հետևանք են:

Կատարյալ ՓՀԲ սկզբնակետով անցնող ուղիղ է`  Այս դեպքում բոլոր սպեկտրային բաղադրիչները միատեսակ կտեղաշարժվեն ըստ ժամանակի: Օրինակ,   ազդանշանի արձագանքը կլինի`

այսինքն` հապաղումը(խմբային հապաղման ժամանակ) անկախ հաճա­խությունից կկազմի  Հասկանալի է, որ a-ն դրա­կան չէ, որովհետև մուտքին լարման հայտնվելուց  ավելի վաղ ելքում չի կարող լարում հայտնվել:

Ոչ գծային ՓՀԲ-ի դեպքում տարբեր սպեկտրային բաղադրիչ­ներն ըստ ժամանակի տեղաշարժվում են տարբեր չափով` աղավաղելով ազդանշանը(նկ. 67):

Փուլային աղավաղումները բնութագրվում են հաճախության որոշակի տիրույթում  ածանցյալի առավելագույն և նվազա­գույն արժեքների տարբերությամբ:

Փուլային աղավաղումները չեն ազդում ազդանշանի միջին և միջին քառակուսային արժեքների վրա, սակայն ազդում են նրա գագաթնային(պիկային) արժեքի վրա:

Այսպիսով` իմպուլսային և այլ ազդանշանների գծային աղավաղումները գրեթե կբացակայեն, եթե ուժեղարարի ուժեղացման գործակիցը պահպանվի հաստատուն(K=cօnst), իսկ փուլային շեղումը համեմատական լինի հաճախությանը`

Գունավոր հեռուստատեսության համակարգում փուլային աղավաղումներն առաջանում են  գույնի ազդանշանի ենթակրող հաճախության տատանումների լայնույթից փուլային շեղման (տեղաշարժի) կախման պատճառով(դիֆերենցիալ-փուլային աղավաղումներ):

Այս աղավաղումների թույլատրելի նորմը 4,43 ՄՀց հաճախության վրա 10 է` տողային փռման 15,625 կՀց հաճախության տատանումների լայնույթը զրոյից մինչև առա­վելագույն արժեք փոփոխվելիս:

Անցումային աղավաղումները ռեակտիվ տարրերի առկայության հետևանքով ազդանշանի տեսքի աղավաղման քանակական բնութագիրն են: Իմպուլսային ազդանշանի գծային աղավաղումների չափը բնորոշվում է ազդանշանի տեսքով, որը միշտ չէ, որ կարելի է կապել փուլային և հաճախային աղավաղ­ման աստիճանի հետ:

Այդուհանդերձ, ազդանշանի տեսքի և նրա անցումային բնութագրի միջև Դյուամելի ինտեգրալով արտա­հայտ­վող որոշա­կի կապ կա, ուստի ազդանշանի տեսքի աղավաղման քանակա­կան բնութագրման համար օգտվում են անցումային բնութագրերից (նկ. 68):

Իրական ուժեղարարի անցման բնութագիրը`

չի համընկնում իրականին:

Օ. Բ. Լուրյեի առաջարկով անցումային աղավաղումների աստիճանը որոշվում է կարճաժամկետ տիրույթում կայացման ժամանակով(t_Կ), այն է` իմպուլսի արժեքի 0,1 մասից նրա 0,9 մասը հասնելու ժամանակով և կայացման տատանո­ղական բնույթի հետևանքով առաջացած ժայթուկի առավելա­գույն   Այս պարամետրերը բնութագրում են իմպուլ­սի ճակատի աղավաղումը:

Իմպուլսի կրկնման հաճախության և կայացման ժամանակի ար­տադրյա­­լը հաստատուն է (3…5)% անճշտությամբ,

Երկարժամանակյա բնութագիրը որոշվում է ժամանակի ընթացքում իմպուլսի արժեքի անկմամբ

որտեղ  ուժեղարարի ժամանակի հաստատունն է:

>>

 

 

4.4.2. Ոչ գծային աղավաղումները

Ոչ գծային աղավաղումները ուժեղարարում ծագում են նրա միջանցիկ դինամիկական բնութագրի ոչ գծայնության հետևան­քով(նկ. 69):

Բնութագրի ոչ գծայնության հետևանքով ներդաշնակ ազդանշանը վերածվում է ոչ ներդաշնակի, իսկ այն պարու­նակում է U_n լայնույթներով   հաճախու­թյուն­ներով տատանումներ (հարմոնիկներ):

Ոչ գծայնության կարևոր բնութագիր է հարմոնիկների գործակիցը` ներդաշնակ ազդանշանի  ոչ գծային աղավաղման աստիճանը.

որն ըստ էության ցույց է տալիս ուժեղացման հետևանքով առաջացած հարմոնիկների և հիմնական(առաջին) հարմոնիկի միջինքառակուսային լարումների հարաբերությունը:

Մասնավորապես, ձայնային ուժեղարարի հարմոնիկների գործակցի այն շեմը, որի դեպքում էքսպերտը չի զգում աղա­վաղումը, K_Հ=0,03 արժեքն է:

Ոչ գծային աղավաղման աստիճանի մյուս բնութագիրը ին­տեր­մոդուլյացիոն աղավաղումների գործակիցն է:

Ձայնային ազդանշանն ուժեղացնելիս ոչ գծային աղավաղ­ված ազդանշանը լսողությամբ հայտաբերելու, զգալու առումով կարևոր դեր ունեն կոմբինացիոն հաճախությունները`  հատկապես` տարբերային կոմբինացիաները`   իսկ հարմոնիկները`   չնչին ազդեցություն ունեն, որովհետև ձայնային ազդանշանն արդեն պարունակում է հարմոնիկներ(օբերտոններ):

Այս ցուցա­նի­շի որոշման համար ձայնային ազդանշանի ուժեղարարի մուտ­քին տրվում են 50 Հց և 6 կամ 10 կՀց հաճա­խության տատա­նումներ` լայնույթների 4:1 հարաբե­րու­թյամբ: Ելքային ազդանշա­նում f₂ - f₁ և 50 Հց հաճախության տատա­նումների լայ­նույթների հարաբերությունը կլինի ինտերմոդուլ­յացիոն աղա­վաղումների գործակիցը, որի թույլատրելի արժեքը ընդունված է  

Առաջ անցնելով նշենք, որ երկբևեռ տրանզիստորներով ուժեղարարի հարմոնիկների գործակիցը`

կախված է միայն մուտքային ազդանշանի մեծությունից և կախված չէ աշխատանքային կետի ընտրությունից, մինչդեռ դաշտային տրանզիստորներով ուժեղարարներինը `

կախված է թե’ մեկից, թե’ մյուսից:

Ըստ տևողության մոդուլացված ազդանշանի վրա ոչ գծայ­նու­թյունը չի ազդում, մինչդեռ ըստ մեծության մոդուլացված տա­տանումների դեպքում(ինչպիսին, օրինակ, տեսազդանշանն է) փոխ­վում է կոնտրաստը, այսինքն` խախտվում է կիսատոնների հարա­բերական խտությունը(գրադացիան): Իմպուլսային ազդա­նշա­նի ոչ գծային աղավաղման աստիճանը որոշվում է ոչ գծայնության գործակցով` առաջին հարմոնիկի և մոտակա հարմոնիկի հարաբերությունը կամ բնութագրի դինամիկական դիքությունների առավելագույն և նվազագույն արժեքների հարաբերական փոփոխությամբ,

>>

 

4.5. ՀԵՏԱԴԱՐՁ ԿԱՊ

Հետադարձ է կապ կոչվում ուժեղարարի ելքային ազդա­նշանի ազդեցությունը մուտքայինի վրա:

Ընդհանուր դեպքում ելքային և մուտքային ազդանշանների փուլերը կարող են լինել կամայականորեն տարբեր: Հետադարձ կապը կոչվում է դրական, եթե ելքային և մուտքային ազդանշան­ները համափուլ են, և բացասական, եթե ելքային և մուտքային ազդանշանները հակափուլ են:

ՈՒժեղարարներում սովորաբար օգտագործվում է բացասա­կան հետադարձ կապ` ազդանշանի աղավաղումների նվազեց­ման, ուժեղացման գործակցի ու ուժեղարար տարրերի աշխա­տակարգի կայունացման նպատակով:

Հետադարձ կապն իրականացվում է հետադարձ կապի շղթայի միջոցով: Նկ. 70-ում բերված է հետադարձ կապով ուժեղարարի կառուցվածքային սխեման, որտեղ     1-ը ազդանշանի աղբյուրն է, 2-ը` բուն ուժեղարարը, 3-ը` հետադարձ կապի շղթան, 4-ը` բեռը:

Հետադարձ կապի շղթան կոչվում է հաճախակախյալ, եթե նրա փոխանցման գործակիցը կախված է հաճախությունից:

Հետադարձ կապը կոչվում է տեղական, եթե այն ընդգրկում է ուժեղարարի մեկ աստիճանը, իսկ ողջ ուժեղարարն ընդգրկող կապը կոչվում է ընդհանուր:

Այն դեպքում, երբ ուժեղարարի ելքը զուգահեռ է միացված հետադարձ կապի շղթային(ելքային լարումն անպայման տարբեր է 0-ից), կապը կոչվում է ըստ լարման, իսկ երբ այդ միացումը հաջորդական է(ելքային հոսանքը հավասար չէ 0-ի)` ըստ հոսանքի:

>>

 

 

4.5.1. Ըստ մուտքի և ելքի հաջորդական հետադարձ կապ

Այս կապը (նկ. 71 ա) բնորոշ է նրանով, որ մուտքային և ելքա­յին դիմադրությունները անվերջ մեծ լինել չեն կարող(պարապ ընթացքի աշխատակարգ):

Քանի որ ելքից մուտք ազդանշանի տրման անհրաժեշտ պայմանը ելքային հոսանքի` 0-ից տարբեր լինելն է, ապա այս կապը կոչվում է ըստ հոսանքի:

 

 

4.5.2.  Ըստ մուտքի և ելքի զուգահեռ հետադարձ կապ

Այս կապը(նկ. 71 բ) բնորոշ է նրանով, որ մուտքային և ելքա­յին դիմադրությունները չեն կարող հավասար լինել 0-ի(ելքային լարումը չի կարող հավասար լինել 0-ի` կարճ միացման աշխատակարգ):

Քանի որ ելքից մուտք ազդանշանի տրման անհրաժեշտ պայմանը ելքային լարման 0-ից տարբեր լինելն է, ապա այս կապը կոչվում է զուգահեռ ըստ լարման:

 

մուտքի հաջորդական, և ըստ ելքի զուգահեռ հետադարձ կապ

Սա հիբրիդային սխեմա է(նկ. 72 ա), որը բնորոշ է նրանով, որ մուտքային դիմադրությունը  չի կարող անվերջ մեծ, իսկ ելքային դիմադրությունը (ելքային  լարումը)` 0 լինել: Սա հետադարձ կապ է ըստ լարման:

>>

 

 

4.5.3. Ըստ մուտքի` զուգահեռ և ըստ ելքի` հաջորդական հետադարձ կապ(հիբրիդային կապ):

Սա նույնպես հիբրիդային սխեմա է (նկ. 72 բ) ինչպես նախորդը, որը սակայն բնորոշ է նրանով, որ մուտքային դիմադրությունը 0 և ելքային դիմադրությունն անվերջ չեն կարող լինել: Հասկանալի է, որ սա հետադարձ կապ է ըստ հոսանքի:

Այպիսով, երբ բեռի ամբողջ հոսանքը տրվում է հետադարձ կապի շղթայի մուտքին, կապը կոչվում է ըստ հոսանքի կամ հաջորդական` ըստ ելքի, իսկ երբ ամբողջ ելքային լարումը տրվում է հետադարձ կապի շղթայի մուտքին, կապը կոչվում է ըստ լարման կամ զուգահեռ ըստ ելքի:

>>

 

 

4.5.4. Հետադարձ կապի ազդեցությունն  ուժեղարարի պարամետրերի, աղմուկի և աղավաղումների վրա

Հետադարձ կապի ազդեցության հետևանքով ուժեղարարը ձեռք է բերում նոր հատկություններ` փոփոխվում են պարամետ­րերը, աղմուկների մակարդակը, բնութագրի ոչ գծայնության աստիճանը(ազդանշանի աղավաղումները): Դիտարկենք այդ ազդեցություններն առանձին:

ա) Հետադարձ կապի ազդեցությունը ուժեղարարի ուժեղաց­ման գործակցի վրա:

Նախ սահմանենք հիմնական բնորոշ  հասկացությունները:

Լարման հետադարձ փոխանցման գործակիցը(ելքային լարման թուլացման գործակիցը)`

որտեղ U_ՀԿ-ն հետադարձ կապի շղթայի ելքի լարումն է և ցույց է տալիս, թե հետադարձ կապի շղթայից մուտքին տրվող լարումը ուժեղարարի ելքային լարման ո’ր մասն է կազմում:

ՈՒժեղարարը հետադարձ կապի շղթայի հետ կազմում է օղակ, որն անվանում են հետադարձ կապի օղակ: Այն կարող է լինել բաց և փակ:

Օղակային ուժեղացումը բուն ուժեղարարի ուժեղացման գործակցի և հետադարձ փոխանցման գործակցի արտադրյալն է.

K₀-ն ցույց է տալիս, թե հետադարձ կապի շղթայի ելքի լարումը ուժեղարարի մուտքային լարման ո’ր մասն է կազմում:

Հետադարձ կապի խորությունը հետադարձ կապի առկա­յու­թյան և բացակայության դեպքում մուտքային լարումների կամ հետադարձ կապի բաց և փակ օղակների դեպքում ուժեղացման գործակիցների(ուժեղարարի միջանցիկ ուժեղացման գործակից­ների) հարաբե­րությունն է.

Ընդհանուր դեպքում, հետադարձ կապի խորությունը կոմպլեքս է`

 արտադրյալն (օղակային ուժեղացման գործակիցը) է որոշում փուլը, այնպես որ միևնույն շղթան հաճախության մի շերտում կարող է ստեղծել դրական, մյուսում բացասական հետադարձ կապ: Սխեմայի և նրա տարրերի ընտրությամբ կարելի է ստանալ  B-ի և K-ի իրական արժեքներ` հաճախության բավական լայն շերտում: Եթե այդ դեպքում կապն ստացվում է բացասական, ապա    արտադրյալը համարվում է դրական(վերցվում է դրական նշանով)`  

Այսպիսով, բացասական հետադարձ կապն ունի 1-ից մեծ խորություն, փոքրացնում է ուժեղարարի ուժեղացման գործա­կիցն ըստ լարման:

Հետադարձ կապը գործնականում զգալի ազդեցություն ունի  ուժեղարարի գրեթե բոլոր հիմնական պարամետրերի վրա: Բացասական հետադարձ կապն, էապես բարելավում է ուժեղարարի հատկությունները: Արդեն նշվեց, որ բացասական հետադարձ կապը նվազեցնում է ուժեղարարի ուժեղացման գործակիցը, իսկ դրական հետադարձ կապը՝ մեծացնում:
բ)ՈՒժեղացման գործակցի կայունությունը:

Տարբեր արտաքին գործոնների ազդեցության տակ, ինչպես նաև պարամետրերի ժամանակավոր դրեյֆի և ուժեղարար տարրերի ծերացման հաշվին ուժեղացման գործակիցը կարող է փոփոխվել: Այդ փոփոխությունը գնահատվում է անկայու­նության  գործակցով, որը դիֆերենցիալ պարամետր է և հաշվի է առնում բոլոր գործոնների ազդեցությունը: Առանց հետադարձ կապի ուժեղարարի համար՝

Համապատասխանաբար, հետադարձ կապով ուժեղարարի համար՝

Եթե ուժեղարարը ներառված է բացասական հետադարձ կապի մեջ, ապա՝

որտեղից՝

Աջ և ձախ մասերը բազմապատկելով К-ով, կստանանք.

Այդ դեպքում՝

հարաբերությունը՝ ցույց է տալիս, որ ուժեղացման գործակցի հարաբերական փոփոխությունը բացասական հետադարձ կապի առկայության դեպքում   անգամ փոքր է, քան առանց հետադարձ կապի:

Այսպիսով, բացասական հետադարձ կապը կայունացնող ազդեցություն ունի ուժեղարարի աշխատանքի վրա, ընդ որում, այդ ազդեցությունն այնքան մեծ է, որքան մեծ է հետադարձ կապի խորությունը:

Հարկ է նշել այն դեպքը, երբ    այն է` ուժեղացման գործակիցը կախված չէ ուժեղարարի պարամետ­րերի փոփոխությունից, այլ որոշվում է միայն հետադարձ կապի խորությամբ: Դա պայմանավորված է նրանով, որ ուժեղացման գործակցի ցանկացած փոփոխություն միանգամից առաջացնում է U<sub>ՀԿ</sub>-ի փոփոխություն, որը հակադարձ համեմատական է ելքային  լարմանը: U<sub>ՀԿ</sub>-ի փոփոխություն տեղի է ունենում այնքան, քանի դեռ ելքային լարումը չի վերադարձել նախնական արժեքին, այսինքն՝ տեղի է ունենում արդյունավետ կայու­նացում: Ընդհանուր առմամբ, բացասական հետադարձ կապի առկայությունը հնարա­վորություն է ընձեռում ստանալ ուժեղաց­ման գործակցի բարձր կայունություն` սարքերի տարրերի պարամետրերի նշանակալից ցրման դեպքում:

գ) Թողանցման շերտը

ՈՒժեղացման գործակցի կայունության բարձրացման հաշ­վին ցածր և բարձր հաճախությունների տիրույթներում ԼՀԲ անհարթություններն զգալիորեն կթուլանան, ինչը լավ երևում է նկ. 73-ում, որտեղ բերված են առանց հետադարձ կապի և ԲՀԿ-ի առկայությամբ ուժեղարարների ԼՀԲ-ները:

Բացասական հետադարձ կապը հանգեցնում է թողան­ցման  շերտի ընդլայնման, ինչպես նաև   անգամ նվազեցնում է հաճախային և փուլային աղավաղումները:

ԼՀԲ-ն դառնում է առավել հավասարաչափ: Ի դեպ` հետադարձ կապի հաճա­խակախյալ օղակների միացմամբ կարելի է հասնել ԼՀԲ-ի ձևի արդյունավետ շտկման:

գ) Մուտքային դիմադրությունը: Դիտարկենք ըստ լար­ման բա­ցա­սա­կան հաջորդական հետադարձ կապով ուժեղա­րարը (նկ. 74):

ԲՀԿ-ով մուտքային դիմադրությունը կարելի է որոշել հետևյալ բանաձևով.

Մուտքային դիմադրությունն առանց հետադարձ կապի`

ուստի՝

  

այսինքն` ըստ լարման բացասական հաջորդական հետա­դարձ կապի առ­կա­յությունը առաջացնում է ուժեղարարի մուտքային դիմադ­րության մեծացում:

Ընդհակառակը, զուգահեռ հետադարձ կապը կատարում է հակառակ գործողությունը: Նկ. 75-ից կարելի է  կարելի է գրել հաղորդականության հետևյալ առնչությունը:

որտեղ I–ն մուտքային հոսանքն է հետադարձ կապի բացակայության դեպքում:

Իր հերթին`

Այսպիսով՝

այսինքն՝ զուգահեռ ՀԿ-ի առկայության դեպքում տեղի է ունե­նում մուտքային դիմադրության նվազում մուտքային հոսանքի մեծացման հաշվին:

դ)  Ելքային դիմադրությունը: Դիտարկենք նկ. 75-ի սխեման: ՈՒժեղարարի ելքային դիմադրությունն առանց ՀԿ`

Հետադարձ կապի առկայության դեպքում ելքային դիմադ­րությունը՝

Այսպիսով, ըստ լարման ԲՀԿ-ը նվազեցնում է ուժեղարարի ելքային դիմադրությունը: Հակառակ դրան, ըստ հոսանքի ԲՀԿ-ի առկայության դեպքում, ելքային դիմադրությունը որոշվում է հետևյալ բանաձևով՝

այսինքն՝ աճում է:

Հարկ է նշել, որ բացասական հետադարձ կապով  ուժեղա­րա­րում փուլային և լայնութային որոշ գործակիցների հաշվին կարող են առաջանալ աշխատանքային անկայուն ռեժիմներ:

>>

 

4.6. ՏՐԱՆԶԻՍՏՈՐԱՅԻՆ ՈՒԺԵՂԱՐԱՐՆԵՐԸ

Ինչպես նշվեց, երկբևեռ տրանզիստորները կարող են միաց­վել երեք եղանակով’ ընդհանուր էմիտերով, ընդհանուր բազայով և ընդհանուր կոլեկտորով:

 

4.6.1. Ընդհանուր էմիտերով(ԸԷ) ուժեղարարները

ա) Ընդհանուր էմիտերով պարզագույն ուժեղարարը

Նկ. 76-ում բերված է, ընդհանուր էմիտերով պարզագույն ուժեղարարի սխեման, որտեղ R1-ը կոլեկտորային բեռն է:

Նախ ակնհայտ է, որ   Եթե բազայի պոտեն­ցիալն աճի, ապա նրա հոսանքը կաճի, ուստի կաճի նաև կոլեկտորային հոսանքը: Հետևաբար, կոլեկտորի պոտենցիալը`

կնվազի, ուստի բազայի և կոլետորի ազդանշանները հակափուլ են: Այսպիսով` ընդհանուր էմիտերով ուժեղարարը շրջող է:

Ընդհանուր էմիտերով աստիճանի մուտքային դիմադ­րությունը`

ելքային դիմադրությունը`

ՈՒժեղարարի ուժեղացման գործակիցը`

Փոքր հոսանքների դեպքում`   և հայ­տարարի R1-ը կարելի է անտեսել: Այդ դեպքում ուժեղացման գործակիցը`

այսինքն` ուժեղացման գործակիցն ըստ լարման ուղիղ համեմա­տական է կոլեկտորային դիմադրության վրա լարման անկմանը:

 դեպքում R_Ե=r_ԿԷ=R_Y/I_Կ, hետևաբար ուժեղացման գոր­ծակ­ցի առավելագույն արժեքը`

Այստեղիցբ խում է` p–n–p  տրանզիստորների ուժեղացման գործակ­ցի առավելագույն արժեքն ընկած է 1500-5500,  n-p-n տրանզիս­տորներինը` 3000-7500 սահմաններում:

Մինչ այժմ այս աստիճանը դիտեցինք առանց շեղման շղթա­ները դիտարկելու:

Տրանզիստորի շեղումը կարող է տրվել մի քանի եղանակով:

Տրանզիստորի բնութագրերից բխում է, որ տրանզիստորի կոլեկտորային և էմիտերային հոսանքների գոյության համար անհրաժեշտ է, որ բազային հոսանքը, հետևաբար նախ բազային լարումը մեծ լինի 0-ից, այսինքն` բազա-էմիտեր անցմանը տրվի ուղիղ լարում (բազային շեղում): Ավելին, այդ լարումը այնպիսի արժեք պետք է ունենա, որ ազդանշանն ուժեղացվի անաղարտ (տրանզիստորն աշխատի բնութագրի գծային տեղամասում, կամ «աշխատանքային կետն ընկնի բնութագրի գծային տեղամասը»):

Դիտարկենք տրանզիստորի ելքային բնութագրերը (նկ. 77):

 

 

Կոլեկտորային լարումը`

Տրանզիստորի կոլեկտորային հոսանքը(կոլեկտորի պոտեն­ցիալը) որոշվում է նրա աշխատանքյին կետով, որը գտնվում է բեռի (բեռնվածքի) գծին: Վերջինս կառուցվում է երկու կետով`

Այն ուղիղը, որն աբսցիսների առանցքի սնման լարման արժեքը միացնում է օրդինատների առանցքի կոլեկտորային հոսանքի առավելագույն արժեքին, կոչվում է բեռի գիծ(BC):

Աշխատանքային կետը բազա-էմիտեր լարման տրված արժեքին համապատասխան բնութագրի և բեռնվածքի գծի հատման կետն է (A): Սովորաբար այն ընտրվում է բեռնվածքի գծի միջին մասում, որովհետև դրան համապատասխանում է բնութագրի գծային մասը և, բացի այդ, մուտքային ազդանշանի արժեքը, որն առանց աղավաղման կուժեղացվի, կլինի առա­վելագույնը:

Բեռնվածքի գծով կարելի է որոշել կոլեկտորային բեռի դիմադրությունը`

Ազդանշանի` առանց աղավաղման ուժեղացման համար անհրաժեշտ բազային շեղումը կարող է տրվել տարբեր եղանակներով:

բ) Աշխատանքային կետի սահմանումը լարման բաժա­նիչով(նկ. 78):

Բաժանիչի (R1,R2 շղթան) հոսանքն   ընտրվում է` ելնելով հետևյալ առնչություններից.

ընդ որում` մուտքային դիմադրությունը հաշվելիս պետք է հաշվի առնել R1, R2 դիմադրիչների ազդեցությունը`

 

Բաժանիչի հոսանքը`

C1, C2 կոնդենսատորները, նախատեսված են ուժեղարարը ազդանշանի աղբյուրից և  բեռից ըստ հաստատուն հոսանքի կա­պա­զերծելու համար:

Այդ պատճառով կոնդենսատորների ունա­կությունները հարկ է ընտրել այնպես, որ անգամ ուժեղացվող ազդանշանի նվազագույն հաճախության դեպքում ազդանշանի մեծագույն մասը տրվի ուժեղարարի մուտքին, այն է`

գ) Աշխատանքային կետի սահմանումը բազայի կայուն հոսանքով:

Ինչպես նշվեց, տրանզիստորների պարամետրերի ցրվածու­թյան պատճառով նրա մի օրինակը մյուսով փոխարինելիս, սովորաբար տեղի է ունենում տրանզիստորի աշխատանքային կետի տեղաշարժ: Այդ ազդեցությունը զգալիորեն թուլացնում է շեղման` բազային հոսանքով սահմանման եղանակը, որն իրագործում է նկ. 79-ում բերված սխեման:

Բազային հոսանքը`

Քանի որ սովորաբար  ապա նրա ազդեցությունը բավականաչափ փոքր է տրանզիստորի ռեժիմի վրա:

Այս սխեմայում գերմանիումային տրանզիստորներ օգտագործելիս, հարկ է հաշվի առնել նրա կոլեկտորի հակա­դարձ (ջերմային)` I_ԿԲ0 հոսանքը, որը մոտավորապես 1000 անգամ մեծ է, քան սիլիցիումային տրանզիստորներինը:

Գերմանիումային տրանզիստորների բազային հոսանքը և կոլեկտորի հակադարձ հոսանքը նույն կարգն ունեն, ուստի

 

կոլեկտորային հոսանքը`

ջերմային առումով բավական անկայուն է:

Մուտքային դիմադրությունը`

զգալիորեն մեծ է, քան բաժանիչով շեղման սխեմայինը: Սա պետք է դիտել որպես թերություն, քանի որ մուտքային դրական մեծ իմպուլսի դեպքում տրանզիստորը բավական երկար ժամանակ մնում է փակ և մուտքային բազա- էմիտեր շղթայով C1 կոնդենսատորի կարճատև լիցքավորման փոխարեն տեղի է ունենում երկարատև լիցքաթափում  R1 դիմադրիչով:

դ) Ըստ հոսանքի բացասական հետադարձ կապով ԸԷ ուժեղարարը

Ըստ հոսանքի բացասական հետադարձ կապ կարելի է ստեղծել` տրանզիստորի էմիտերային շղթայում դիմադրիչ միացնելով (նկ. 80):

Եթե որևէ պատճառով կոլեկտորային (էմիտերային) հոսան­քը փոփոխվի, օրինակ` աճի, ապա լարման անկումը էմիտերա­յին դիմադրիչի (R4) վրա կաճի, որը կբերի բազա-էմիտեր լարման նվազմանը, վերջինս էլ` կոլեկտորային հոսանքի նվազմանը: Այսպիսով կոլեկտորային հոսանքի աճը բերում է իր իսկ նվազման, այսինքն` հետադարձ կապը բացասական է և տեղի է ունենում հոսանքի փոփոխության հատուցում:

Մուտքային դիմադրությունը`

Այս սխեմայի ուժեղացման գործակիցը որոշվում է հետևյալ մոտավոր բանաձևով,

Սա նշանակում է, որ էմիտեր-բազա լարման ջերմային դրեյֆը կուժեղանա R2/ R3 անգամ:

Եթե ուժեղացման գործակցի այս արժեքը չի բավարարում, ապա կարելի է R3 դիմադրիչը լրիվ կամ մասամբ շրջափակել (շունտել) կոնդենսատորով: Այդ դեպքում ուժեղացման գործակի­ցը կախված կլինի ազդանշանի հաճախությունից(նկ. 81) և այն որոշվում է հետևյալ բանաձևով.

որտեղ Z-ը էմիտերային լրիվ դիմադրության մոդուլն է:

ՈՒժեղացման գործակցի առավելագույն արժեք ստանալու համար պետք է տեղի ունենան հետևյալ պայմանները.

 

Եթե անհրաժեշտ է ստանալ ուժեղացման գործակցի որո­շակի արժեք` հաճախությունից անկախ, ապա C2 կոնդեն­սա­տորի ունակությունը հարկ է ընտրել

պայմանից, իսկ ուժեղացման գործակիցը R5-ի ընտրմամբ կարելի է փոփոխել R_Կ/R_Է արժեքից մինչև SR_Կ արժեքը(նկ. 82):

          Նկարում`

Դիտարկենք ըստ հոսանքի բացասական հետադարձ կապով ուժեղարարի ջերմային կայունությունը:

Նախ դիտարկենք տրանզիստորի վրա ջերմային ազդեցու­թյան հետևանքները:

Տրանզիստորն զգայուն է ջերմաստիճանի փոփոխու­թյուն­ների նկատմամբ. կոլեկտորային սևեռված հոսանքի դեպքում բազա-էմիտեր լարումը նվազում է  մոտավորապես 2 մՎ/Կ արագությամբ`

Դա կարելի է դիտել որպես բազային հաջորդաբար միաց­ված հաստատուն հոսանքի աղբյուր, որի լարումը կախված է ջերմաստիճանից(նկ. 80).

Ըստ ջերմաստիճանի կոլեկտորի լարման փոփոխման արագությունը կազմում է`

Օրինակ, K=50 ուժեղացման գործակցով ուժեղարարի ջերմաստիճանը -20⁰C-ից +80⁰C փոփոխվելիս նրա կոլեկտորի պոտենցիալը կփոփոխվի

Կոլեկտորային հոսանքի(ուստի և` լարման) հարաբերական ջերմային անկայունությունը`

Այսպիսով, այս ուժեղարարի ջերմային անկայունությունը հակադարձ համեմատական է էմիտերային լարմանը:

էմիտերային լարումը`    

Եթե տրանզիստորի ջերմաստիճանը  Կ-ով փոփոխ­վելու դեպքում կոլեկտորի պոտենցիալը չպետք է գերազանցի   ապա էմիտերային լարումը չպետք է փոքր լինի

Մասնավորապես, կոլեկտորային հոսանքի (լարման) 0,1%/Կ հարաբերական անկայունության ապահովման համար էմիտերային լարումը պետք է կազմի` U_Է=2 Վ, ինչը նշանակում է, որ տրանզիստորի աշխատանքային ջերմաս­տիճանային ողջ տիրույթում(-40…+125)⁰C հոսանքի հարաբերա­կան անկայունու­թյունը կկազմի ընդամենը

ե) Ըստ լարման բացասական հետադարձ կապով ԸԷ ուժեղարարը:

Այս եղանակի դեպքում ելքային լարման որոշ մասը տրվում է   մուտքին (նկ.83):

Բացասական հետադարձ կապի այս եղանակը հիմնված է ելքային լարմանը համեմատական հետադարձ կապի I_ՀԿ հոսանքի և մուտքային (ազդանշանի) լարմանը համեմատական մուտքային I_Մ հոսանքի հանման (դրանք հակափուլ են) վրա:

Եթե ինչ-որ պատճառով կոլեկտորի պոտենցիալն աճի, ապա այդ աճի որոշ մասը կտրվի բազային, որի պոտենցիալը նույնպես կաճի, որի հետևանքով կոլեկտորային հոսանքը կաճի, և կոլեկտորի պոտենցիալը կնվազի: Այսպիսով, կոլեկտորի պոտենցիալի աճը կբերի իր իսկ նվազման:

Ըստ լարման բացասական հետադարձ կապը փոքրացնում է և մուտքային և ելքային դիմադրությունները:

Սխեմայի մուտքային դիմադրությունը` RՄ = R1, ելքայինը`

որտեղ RԳ-ն ազդանշանի աղբյուրի դիմադրությունն է:

Սխեմայի ուժեղացման գործակիցը  

R2-ը r_ԲԷ-ից շատ մեծ չի կարելի ընտրել, քանի որ բացասական հետադարձ կապն արդեն չի գործի:

Հետադարձ կապն ըստ փոփոխական հոսանքի նվազեցնելու և ուժեղացման գործակցի մեծ արժեք ստանալու համար հետադարձ կապի շղթայում կիրառում են ցածր հաճախության զտիչ (նկ. 84):

 

C1 կոնդենսատորի ունակությունը պետք է բավարարի հետևյալ առնչությանը.

>>

 

 

4.6.2.  Ընդհանուր բազայով (ԸԲ) ուժեղարարը

Ընդհանուր բազայով սխեմայում (նկ. 85), ինչպես ընդ­հանուր էմի­­տերով սխեմայում, ազդանշանի աղբյուրը միաց­ված է միև­նույն էլեկտրոդների` բազայի և էմիտերի միջև (բազան ըստ փո­փո­խական բաղադրիչի C1 կոնդենսատորով միացված է 0-ին), սակայն ազդանշանի աղբյուրը բեռնված է ոչ թե բա­զա­յին, այլ` էմիտերային հոսանքով, ուստի ԸԲ սխեմայի մուտքա­յին դիմադրությունը  անգամ փոքր է, քան` ԸԷ սխեմայինը:

 

Բացի այդ, ԸԲ սխեմայում մուտքային և ելքային ազդանշան­ները համափուլ են, իսկ ոչ  գծային աղավաղումները` ավելի փոքր, քան ԸԷ սխեմայինը:

Ելքային դիմադրությունը`

որտեղ R_Գ- ն ազդանշանի աղբյուրի ներքին դիմադրությունն է:

Ելքային դիմադրության աճին խոչնդոտում է աղբյուրի R_Գ ներքին դիմադրությունը, որը բացասական հետադարձ կապ է ստեղծում ըստ հոսանքի:

Սխեմայի ուժեղացման գործակիցն ըստ լարման`

իսկ ըստ հոսանքի` միշտ փոքր է մեկից:

Մուտքային դիմադրությունը`

Մուտքային փոքր դիմադրության պատճառով այս սխեման ցածր հաճախություններում գրեթե չի կիրառվում, սակայն բարձրհա­ճախային լավ հատկությունների շնորհիվ լայնորեն կիրառվում է այդ տիրույթում:

Ընդհանուր բազայով ուժեղարարի լրիվ սխեման բերված է նկ. 86-ում:

>>

 

 

4.6.3. Ընդհանուր կոլեկտորով ուժեղարարը(էմիտերային կրկնիչը)

ԸԿ ուժեղարարի սխեման բերված է նկ. 87-ում:

Այս սխեմայի աշխատանքի սկզբունքը հետևյալն է. եթե մուտ­քին կիրառվի տրանզիստորի շեմային լարումից բարձր լարում, ապա նրանով անցնող էմիտերային հոսանքը R_Է դիմադ­րիչի վրա կստեղծի բազային լարումից շեմային լարման չափով (0,6 Վ` սիլիցիումային և 0,2 Վ` գերմանիումային տրանզիստոր­ների դեպքում) պակաս լարում:

Այսպիսով, ԸԿ սխեմայի ուժեղացման գործակիցն ըստ լարման փոքր է մեկից(սովորաբար այն կազմում է 0,9 … 0,999), իսկ ըստ հոսանքի`

Նրա մուտքային դիմադրությունը`

իսկ ելքայինը`

ԸԿ սխեման ունի մեծ մուտքային(գործնականում որոշվում է R1, R2 դիմադրիչներով) և փոքր ելքային(գործնականում որոշվում է R_Գ, R_Է դիմադրիչներով) դիմադրություններ, ուստի հաջողությամբ կարող է օգտագործվել որպես համաձայնեցնող սարք:

Սակայն, շատ մեծ մուտքային դիմադրություն ստանալ այս սխեմայով չի հաջողվում, քանի որ R1, R2 դիմադրիչները պետք է ունենան անհամեմատ փոքր դիմադրություն, քան բուն կրկնիչի մուտքային դիմադրությունը, որպեսզի բազայի համար ստեղծեն կոշտ աղբյուր: Այս խնդիրը լուծվում է հետևող կապի կիրառմամբ (նկ. 88):

 

Նշենք, որ էմիտերային կրկնիչի բեռի դիմադրությունը կարելի է ընտրել հետևյալ պայմանից`

Մուտքային U_Մ լարումը(տրվում է նաև R3 դիմադրիչի վերին ծայրին) գրեթե կրկնվում է էմիտերում, որը C1 կոնդենսատորով տրվում է R3 դիմադրիչի ստորին ծայրին: Այսպիսով, վերջինիս ծայրերի միջև պոտենցիալների տարբերությունը, ուստի և`նրանով անցնող հոսանքը, գրեթե 0 են, հետևաբար` փոփոխական ազդանշանի համար սխեմայի մուտքային դիմադրությունը ձգտում է անվերջության: Կամ` բազայի ու էմիտերի պոտենցիալներն աճում են գրեթե միևնույն չափով, ուստի R3 դիմադրիչի վրա պոտենցիալների տարբերությունը գրեթե 0 է, ուստի` հոսանքը` 0, դիմադրությունն` անվերջ:

>>

 

 

4.6.4. Տրանզիստորի հաճախային հատկությունները

Տրանզիստորի անցումներն օժտված են էլեկտրաունա­կությամբ, որի պատճառով նրա պարամետրերը կախված են հաճախությունից(նկ. 89):

Բազային հոսանքի ուժեղացման գործակիցը`

f_b-ն այն սահմանային հաճախությունն է, որի դեպքում   մոդուլը փոքրանում է քառակուսի արմատ երկու անգամ (ԸԷ):

Հանգունորեն, էմիտերային հոսանքի ուժեղացման գործակիցը`

որտեղ f_a-ն այն սահմանային հաճախությունն է, որի դեպքում   մոդուլը փոքրանում է քառակուսի արմատ երկու անգամ(ԸԲ):

Որոշենք f_a սահմանային հաճախությանը համապա­տասխան արժեքը: Ենթադրենք, թե f₀ ցածր հաճախությանը համապա­տաս­խանում են  սկզբնական արժեքները,  

Ըստ f_a-ի սահմանման`

որտեղից`

Այսպիսով, f_a հաճախության դեպքում  

Հանգունորեն որոշենք f_b սահմանային հաճախությանը համապատասխան արժեքը.

 

f_T-ն այն սահմանային հաճախությունն է, որի դեպքում   

Այսպիսով` f_T - ն ուժեղացման գործակցի և թողաշերտի արտադրյալն է:

Տրանզիստորի դիքությունը նույնպես կախված է հաճախությունից`

որտեղ C-ն ուղիղ շեղված էմիտեր-բազա անցման դիֆուզիոն ունակությունն է, f_S-ը` այն սահմանային հաճախությունը, որի դեպքում S-ը փոքրանում է քառակուսի արմատ երկու անգամ:

f_S-ը մոտավորապես 10 անգամ մեծ է f_b-ից`

ԸԿ դեպքում սահմանային հաճախությունն ընկած է f_S-ի և

f_T-ի միջև.

Ընդհանրապես`

>>

 

4.6.5. Կասկոդային ուժեղարարը

ԸԷ սխեման ունի էական թերություն` հաճախային վատ հատկություններ, որի հիմնական պատճառը Միլերի երևույթն է: Վերջինիս էությունը հետևյալն է, երբ տրանզիստորի բազային տրվում է փոքր ազդանշան, կոլեկտորի վրա առաջանում է մուտքայինը K<sub>U</sub> անգամ գերազանցող ազդանշան, որը համարժեք է տրանզիստորի մուտքին կոլեկտոր-բազա C<sub>ԿԲ</sub> ունակությունից (K<sub>U</sub>+1) անգամ մեծ ունակության միացմանը: Սովորաբար, C<sub>ԿԲ</sub> ունակությունը կազմում է մի քանի պիկոֆարադ, սակայն Միլերի երևույթի հետևանքով դառնում է համարժեք մուտքին միացված հարյուրավոր պիկոֆարադների` կազմելով ցածր հաճախության զտիչ:

Միլերի երևույթը կարելի է բացառել` ԸԷ սխեման փոխարի­նելով կասկոդային,  դիֆերենցիալ կամ ԸԲ սխեմաներով:

Կասկոդային սխեման բերված է նկ. 90-ում, որտեղ T1-ը

միաց­ված է ըստ ԸԲ, իսկ T2-ը` ըստ ԸԷ սխեմայի` հոսանքով ղեկավարման ռեժիմում:

Քանի որ T1-ն ունի փոքր մուտքային դիմադրություն (R_Մ=1/S), ապա մուտքային աստիճանի ուժեղացման գործակիցն ըստ լարման` K<sub>U</sub>= - S(1/S)= -1, որի շնորհիվ Միլերի երևույթը բացակայում է, իսկ քանի որ  տրանզիստորներով անցնում է ընդհանուր հոսանք, ապա ընդհանուր ուժեղացման գործակիցն ըստ լարման`

ինչպես` ԸԷ սխեմայինը:

T1 տրանզիստորը չի ազդում դիքության սահմանային հաճախության վրա, քանի որ հոսանքային ղեկավարման շնորհիվ այդ սխեմային հատուկ է բարձր սահմա­նային հաճա­խությունը: Տրանզիստորների էմիտեր-կոլեկտոր լարումը հարկ է ընտրել մի քանի վոլտից ոչ ավելի, որպեսզի  լարումից կախված կոլեկտոր-բազա ունակությունը հնարա­վորինս փոքր լինի:

Տրանզիստորների ռեժիմն ընտրվում է R1, R2, R3 դիմադ­րիչներով, որոնց արժեքները որոշում են հետևյալ համակարգը լուծելով:

Ավարտելով երկբևեռ տրանզիստորներով միաստիճան ուժե­ղա­րարների ուսումնասիրումը, նշենք, որ երկբևեռ տրանզիս­տոր­­ներով ուժեղարարի ոչ գծային աղավաղումների գործակիցը`

կախված է միայն մուտքային ազդանշանի մեծությունից և կախ­ված չէ աշխատանքային կետի ընտրությունից, մինչդեռ, առաջ անցնելով նշենք, որ դաշտային տրանզիստորներով ուժեղարար­ներինը` կախված է նաև դրանից.

>>

 

4.7. ԴԱՐԼԻՆԳՏՈՆԻ ՍԽԵՄԱՆԵՐԸ

Տրանզիստորների տարբեր միացումներով հնարավոր է ստանալ նոր պարամետրերով բաղադրյալ տրանզիստոր: Դիտարկենք հետևյալ սխեման(նկ. 91):

VT1 տրանզիստորի բազային հոսանքը VT2 տրանզիստորի բազային հոսանքն է, ուստի այդ տրանզիստորի կոլեկտորային հոսանքը`

Դիտելով ստացված սխեման որպես մեկ տրանզիստոր` սխեմա­յում նշված էլեկտրոդներով(Է, Բ, Կ), որոշենք նրա բազային հոսանքի ուժեղացման գործակիցը.

Այն b-ի արժեքը կարող է հասնել տասնյակ հազարների:

Մուտքային դիմադրությունը`

կարող է կազմել տասնյակ կիլոօհմեր:

>>

 

 

4.8. ՂԵԿԱՎԱՐՎՈՂ P-N ԱՆՑՈՒՄԱՄԲ ԴԱՇՏԱՅԻՆ ՏՐԱՆԶԻՍՏՈՐՆԵՐ

Տրանզիստորների տարատեսակ է համաբևեռ(դաշտային) տրան­զիստորը, որն ի տարբերություն երկբևեռ տրանզիստորի (որը ղեկավարվում է հոսանքով), ղեկավարվում է դաշ­տով(լարմամբ): Դաշտային տրանզիստորներն իրենց անվանումն ստացել են էլեկտրական դաշտի միջոցով լիցքակիրների հոսքը ղեկավա­րելու երևույթի շնորհիվ: Դրանց գլխավոր առա­վելու­թյունը երկբևեռ տրանզիստորների նկատ­մամբ մեծ մուտքային դիմադրությունն է:

Դաշտային տրանզիստորները լինում են ղեկավարվող(հա­կա­ռակ շեղված) p-n անցումով և մեկուսացված փականով, ընդ որում երկուսն էլ կարող են լինել n կամ p ուղիով: Մեկուսացված փականով տրանզիստորները լինում են ներդրված ուղիով և մակածված(ճիշտ կլիներ` մակածվող) ուղիով:

Ղեկավարող p-n անցումով դաշտային տրանզիստորների կառուցվածքն ու գրա­ֆիկական նշանակումը բերված է նկ. 92-ում: Այն կիսահաղորդչի մի կտոր է, որի նիստերից մեկի վրա ձևավորված է հակառակ հաղորդականությամբ տիրույթ(նկա­րում n տիպի թիթեղի վրա` p տիրույթ, ուստի այս տրանզիստորը կոչվում է n ուղիով: n և p տիրույթների միջև առաջանում է p-n անցում:

n տիրույթի հակադիր եզրերում հպակներով ձևավորված են ելուստներ, որոնցից մեկը կոչվում է ակունք, մյուսն` սպառիչ, իսկ p տիրույթինը` փական:

Ակունքի նկատմամբ փականին տրվում է բացասական լարում(E1), իսկ սպառիչին` դրական(E2): Փականին ուղիղ լարում տալն արգելվում է: Ղեկավարվող շղթան փական-ակունք տեղամասն է: p-n անցումը սպառիչին մոտ տիրույթում ավելի լայն է, քան ակունքի մոտ, քանի որ սպառիչի լարումը, որպես կանոն, մեծ է ակունքի լարումից:

Սնման E2 լարման ազդեցությամբ կիսահաղորդչային թիթե­ղով անցնում է հիմնական լիցքակիրներով(տվյալ դեպքում` էլեկտրոններով) պայմանավորված սպառիչի I_Ս հոսանքը: Թիթեղի այն տիրույթը, որով անցնում են էլեկտրոնները, կոչվում է ուղի(երբեմն այն սխալմամբ անվանում են կապուղի):

Եթե փականի և ակունքի միջև U_ՓԱ հակառակ լարումն աճի, ապա կաճի նաև աղքատացված շերտի լայնությունը: Վերջինիս դիմադրությունն անհամեմատ մեծ է n տիպի կիսահաղորդչի դիմադրությունից, ուստի աղքատացված շերտի լայնության աճի դեպքում ուղու լայնական հատույթի մակերեսը կնվազի, ուղու դիմադրությունը` կաճի, և սպառիչի I_Ս հոսանքը կնվազի: Հակառակ լարման որոշակի U_Փ0 արժեքի դեպքում աղքատացված շերտն այնքան կլայնանա, որ ուղին կխզվի և տրանզիստորով հոսանքը գրեթե կընդհատվի:

Եվ հակառակը` երբ U<sub>ՓԱ</sub>=0, ուղու լայնությունն առա­վելա­գույնն է, նրա դիմադրությունը` նվազագույնը, սպառիչի I_Ս հոսանքը` առավելագույնը: Որպեսզի մուտքային լարումը հնարավորինս արդյունավետ կերպով ղեկավարի ելքային հոսանքը, անհրաժեշտ է, որ ուղին ունենա մեծ դիմադրություն, այսինքն` լիցքակիրների կոնցենտրացիան` փոքր: Այս դեպքում աղքա­տաց­ված շերտն ուղում ստացվում է բավական լայն: Բացի այդ, ուղու սկզբնական լայնությունը(U_ՓԱ=0 դեպքում) պետք է լինի բավական փոքր: Սովորաբար այն չի գերազանցում մի քանի միկրոմետրը: Այդ դեպքում փակման U_Փ0 լարումը կազմում է մի քանի Վոլտ:

Տրանզիստորի մուտքին տրված ուժեղացվող ազդանշանի փոփոխությունները փոփոխում են p-n անցման հակառակ լարումը, որի հետևանքով փոփոխվում է p-n անցման աղքատացված շերտի լայնությունը(նկ. 89-ում աղքատացված շերտի սահմանը ցույց  է տրված ընդհատ գծով), հետևաբար` նաև ուղու լայնությունը: Այսպիսով տեղի է ունենում ազդանշանի օրենքով ուղու դիմադրության, հետևաբար` նաև սպառիչի հոսանքի փոփոխություն:  Վերջինս էլ, իր հերթին, առաջացնում է բեռի վրա լարման անկման փոփոխություն. մուտքային լարման չնչին փոփոխություններն առաջացնում են բեռի լարման մեծ փոփոխություններ:

Քանի որ ուղու երկարությամբ պոտենցիալն աճում է ակունքից դեպի սպառիչ, ապա սպառիչի մոտ p-n անցման հակառակ լարումն ավելի մեծ է և աղքատացված շերտի լայնությունն այստեղ նույնպես մեծ է (ուղու լայնությունը):

p-n անցումով դաշտային տրանզիստորի սպառիչի հոսանքը`

Բնութագրի թեքությունը(դիքությունը)`

Հակառակ միացված ղեկավարելի p-n անցմամբ տրանզիս­տոր­ների դիքությունը միևնույն հոսանքի դեպքում անհամեմատ փոքր է, քան երկբևեռ տրանզիստորներինը:

Նկ. 93-ում բերված են n ուղիով համաբևեռ տրանզիստորի անցումային` I<sub>Ս</sub>(U<sub>ՓԱ</sub>, U<sub>ՍԱ</sub>=const), իսկ նկ. 94-ում` ելքային` I_Ս(U_ՓԱ, U_ՓԱ=const ), բնութագրերը:

p  ուղիով տրանզիստորի անցումային բնութագիրը n ուղիով տրանզիստորի բնութագրի հայելայինն է հոսանքի առանցքի նկատմամբ(նկ. 93բ):

Ինչպես երևում է նկ. 94-ից, U_ՍԱ լարման աճի դեպքում սպառիչի I_Ս հոսանքը սկզբում աճում է բավական արագ, այնուհետև այդ աճը դանդաղում է և ի վերջո` կայունանում: Տեղի է ունենում հագեցում հիշեցնող երևույթ:

«Հագեցումը» բացատրվում է հետևյալ կերպ. U_ՍԱ լարման աճի դեպքում սպառիչի հոսանքը պետք է աճի, սակայն դրան զուգընթաց աճում է նաև p-n անցման հակառակ լարումը: Աղքատացված շերտի լայնությունը նույնպես աճում է, ուղու լայնությունը նվազում է, ուստի` դիմադրությունն աճում և սպառիչի հոսանքը նվազում:

Սպառիչի լարման հետագա աճը առաջացնում է p-n անցման էլեկտրական ծակում, և սպառիչի հոսանքը հեղեղաձև աճում է(ընդհատ գծերով):

Հակառակ միացված  p-n անցումով տրանզիստորները կի­րառ­վում են նաև ինտեգրալ սխեմաներում, որոնք պատրաստ­վում են դիֆուզիոն տեխնոլոգիայով: Տրանզիստորի հիմքը` բյուրեղը, n տիպի կիսահաղորդիչ է, որը հաճախ նույնպես միացվում է մետաղական ելուստ: Այս դեպքում բյուրեղը կարող է կիրառվել որպես լրացուցիչ փական: Նրան որոշ դրական պոտենցիալ հաղորդելով կարելի է ղեկավարել ուղու լայնությունը:

Ինչպես երկբևեռ տրազիստորները, դաշտայինները նույն­պես կարող են միացվել երեք եղանակով` ընդհանուր ակունքով (ԸԱ) ընդհանուր փականով(ԸՓ) և ընդհանուր սպառիչով(ԸՍ): Անմիջապես նշենք, որ ընդհանուր փականով ուժեղարարը խիստ սահմանափակ կիրառություն ունի, քանի որ այդ միացման դեպքում կորչում է դաշտային տրանզիստորի հիմնական հատկությունը` մեծ մուտքային դիմադրությունը:

>>

 

4.8.1. Ղեկավարող p-n անցումով տրանզիստորով ուժեղարարները

ա) Ընդհանուր ակունքով(ԸԱ) ուժեղարարը

p-n անցումով դաշտային տրանզիստորով ԸԱ ուժեղարարի սխեման բերված է նկ. 95-ում:

Փականի պոտենցիալը 0 է(այն R1-ով միացված է 0-ին): Տրան­­զիստորի ակունքի հոսանքը լարման անկում է առա­ջաց­նում R3 դիմադրիչի վրա, որն էլ հենց փական-ակունք լարումն է:

U_ՓԱ0-ն շեղումն է(այն, հասկանալի է, բացասական է):

U_ՓԱ0 շեղումն է(այն, հասկանալի է, բացասական է): R3-ի ընտրությամբ կարելի է փոփոխել տրանզիստորի հոսանքը, ուստի և ընտրել նրա աշխատանքային կետը:

Այս ուժեղարարի մուտքային դիմադրությունը`

ելքային դիմադրությունը`

ՈՒղու(ակունք-սպառիչ տեղամասի) դիմադրությունը սպա­ռիչ-ակունք 0-ական լարման դեպքում`

իսկ փական-ակունք 0-յական լարման դեպքում`

Փական-ակունք կամայական լարման դեպքում ուղու դիմադ­րությունը(գծային տեղամասում)`

Այսպիսով`

Տրանզիստորի ակունք-սպառիչ` r<sub>ԱՍ</sub> դիմադրությունը, ինչ­պես երկբևեռ տրանզիստորներինը, նվազում է հոսանքի աճին զուգընթաց, միայն թե` հակադարձ համեմատական հոսանքի քառակուսի արմատին:

Ղեկավարող p-n անցմամբ տրանզիստորների դիքությունը միևնույն հոսանքի դեպքում անհամեմատ փոքր է, քան երկբևեռ տրան­զիստորներինը, ուստի այս սխեմայի ուժեղացման գործա­կիցը զգալիորեն փոքր է, քան ԸԷ սխեմայինը:       

բ) Ընդհանուր սպառիչով ուժեղարարը(ակունքային կրկնիչը)

Էմիտերային կրկնիչի հանգունությամբ կառուցվում է ընդ­հա­նուր սպառիչով ուժեղարար(նկ. 96), որի փոխանցման գործա­կիցն ըստ լարման փոքր է 1-ից, ընդ որում` ավելի փոքր, քան` Էմիտերային կրկնիչինը:

ՈՒժեղացման գործակիցը և ելքային դիմադրությունը`

>>

 

4.9. ՄԵԿՈՒՍԱՑՎԱԾ ՓԱԿԱՆՈՎ ԴԱՇՏԱՅԻՆ ՏՐԱՆԶԻՍՍՏՈՐՆԵՐ

Դաշտային տրանզիստորների առավել կատարելագործված և միկրոէլեկտրոնիկայում լայն կիրառություն գտած տեսակն են մեկուսացված փականով դաշտային տրանզիստորները: Դրանց մետաղյա փականները ուղուց մեկուսացված են մեկուսչի բարակ շերտով, որի պատճառով հաճախ այս տրանզիստորներն անվանվում են նաև ՄՄԿ(մետաղ–մեկուսիչ–կիսահաղորդիչ), կամ ՄՕԿ(մետաղ–օքսիդ–կիսահաղորդիչ) տրանզիստորներ: Վերջին դեպքում որպես մեկուսիչ հիմնականում ծառայում է սիլիցիումի երկօքսիդը` SiO₂:

Մեկուսացված փականով դաշտային տրանզիստորները լինում են երկու տեսակի` ներդրված ուղիով և մակածված ուղիով:

>>

 

4.9.1. Մեկուսացված փականով ներդրված ուղիով(ՆՈՒ) դաշտային տրանզիստորները

Նկ. 97-ում պատկերված է մեկուսացված փականով ներդըր­ված n ուղիով դաշտային տրանզիստորի կառուցվածքն ու գրաֆիկական նշանակումները:

Տրանզիստորի բյուրեղը` հիմքը, սիլիցիումի p հաղորդա­կա­նությամբ թիթեղն է, որի մեջ ստացված են բարձր հաղորդակա­նությամբ երկու n տիրույթներ(n⁺): Այս տիրույթներին միացված են ակունքի և սպառիչի ելուստները:

n⁺ տիրույթների միջև ձևավորված է n հաղորդականությամբ բարակ ենթամակերևութային շերտը` ուղին: ՈՒղու երկարու­թյունը` ակունքից սպառիչ, սովորաբար մի քանի միկրոմետրեր է: Լայնությունը, կախված տրանզիստորի հոսանքի մեծությու­նից, կարող է հասնել հարյուրավոր և ավելի միկրոմետրերի: ՈՒղու հաստությունը լինում է տասնորդական կամ միավոր միկրոմետրեր: Մեկուսչի վրա նստեցվում է մետաղական թաղանթ, որը և փականն է: ՄՄԿ տրանզիստորի հիմքը, սովորաբար, միացված է լինում աղբյուրի 0-ական բևեռին:

Ներդրված ուղիով ՄՄԿ տրանզիստորի աշխատանքի սկզբունքը հետևյալն է: Եթե փականի զրոյական պոտենցիալի դեպքում ակունքի և սպառիչի միջև կիրառվի լարում, ապա ուղիով կանցնի հոսանք, որն էլեկտրոնների հոսք է: Հիմքով (բյուրեղով) հոսանք չի անցնի, քանի որ ակունք – բյուրեղ կամ սպառիչ–բյուրեղ p-n անցումներից մեկը(կախված ակունք-սպառիչ լարման բևեռականությունից) կլինի հակառակ շեղված:

Երբ փականին տրվի ակունքի, հետևաբար նաև բյուրեղի պոտենցիալի համեմատ բացասական պոտենցիալ, ապա ուղիում կառաջանա լայնական էլեկտրական դաշտ: Այս դաշտի ազդեցության տակ էլեկտրոններն ուղուց կարտամղվեն դեպի ակունքի, սպառիչի տիրույթները և դեպի բյուրեղ, որի հետևանքով ուղին կաղքատանա էլեկտրոններից, նրա դիմադրությունը կաճի և հոսանքը կնվազի: Որքան մեծ լինի փականի բացասական պոտենցիալը, այնքան փոքր կլինի ուղիով անցնող հոսանքը: Տրանզիստորի աշխատանքի այս ռեժիմը կոչվում է աղքատացման ռեժիմ:

Եթե փականին տրվի դրական պոտենցիալ, ապա նրա ստեղծած դաշտի ազդեցությամբ ակունքի, սպառիչի տիրույթ­ներից և բյուրեղից դեպի ուղի կձգվեն էլեկտրոններ, ուղու հաղորդականությունը, հետևաբար նաև դրանով անցնող հոսան­քը կաճի: Այս ռեժիմը կոչվում է հարստացման ռեժիմ:

Դիտարկված տրանզիստորն, այպիսով, կարող է աշխատել և’ աղքատացման, և’ հարստացման ռեժիմներում: Դա ակնառու կերպով երևում է տրանզիստորի ելքային(նկ. 98) և անցումային (նկ. 99) բնութագրերից:

Նկատելի է, որ ՄՄԿ տրանզիստորների ելքային բնութա­գրերը նման են ղեկավարող p-n անցումով դաշտային տրան­զիստոր­ների ելքային բնութագրերին: Դա բացատրվում է հետևյալ կերպ: Ակունք–սպառիչ լարման աճի դեպքում սկզբում գործում է Օհմի օրենքը և հոսանքն աճում է լարմանը գրեթե համեմատական: Սակայն U_ԱՍ լարման հետագա աճի դեպքում ուղու լայնությունը հատկապես սպառիչի մոտ սկսում է նվազել, քանի որ ուղու և բյուրեղի միջև առկա p-n անցման հակառակ լարումն աճում է: Այս անցման աղքատացված շերտը լայնանում է, ուղու դիմադրությունը նվազում է: Այսպիսով, ուղիով անցնող հոսանքի վրա ազդում են երկու փոխհակադարձ երևույթներ:

Մի կողմից U_ԱՍ լարման աճի հետևանքով հոսանքը պետք է աճի համաձայն Օհմի օրենքի, մյուս կողմից ուղու դիմադրու­թյունն աճում է այդ լարման աճին զուգընթաց: Արդյունքում հոսանքը մնում է հաստատուն մինչև էլեկտրական ծակման վրա հասնելը:

գ) U_ՓԱ-ի հետագա ավելացման դեպքում սպառիչի հոսանքը ենթարկվում է Հովսթայնի օրենքին.

Բանաձևերում` U_n = 1,5 Վ, իսկ -ը բնութագրի տեսա­կա­րար թեքությունն է.

Եթե ուղին օժտված լինի p հաղորդականությամբ, ապա հիմքը` բյուրեղը, կլինի n տիպի և այս դեպքում լարումների բևեռականությունն անհրաժեշտ է շրջել:

Մեկուսացված փականով դաշտային տրանզիստորներով նույնպես կարելի է կառուցել ընդհանուր ակունքով ուժեղա­րարներ` հաշվիա ռնելով դրանց բնութագրերի առանձնահատ­կությունները:

Փականի լարման այն արժեքը, որի դեպքում առաջանում է շրջված հաղորդականությամբ ուղի, կոչվում է շեմային արժեք:

ա) Ընդհանուր ակունքով ՆՈՒ  ԴՏ ուժեղարարը

Ներդրված ուղիով  դաշտային տրանզիստորի կիրառմամբ ԸԱ ուժեղարարի սխեման բերված է նկ. 100-ում:

Տրանզիստորի սլաքով նշված էլեկտրոդը հիմքն է, որի վրա զետեղվում է կիսահաղորդչի բյուրեղը: Այն կարելի է օգտագործել որպես երկրորդ կառավարող էլեկտրոդ, սակայն գործնականում այն միացնում են ակունքին և օգտվում երկփական դաշտային տրանզիստորներից:

Այս սխեմայում, ինչպես և նախորդում, աշխատանքային կետը սահմանվում է  R3 ռեզիստորի միջոցով: Ի տարբերություն p-n անցմամբ դաշտային տրանզիստորների, մեկուսացված փակա­նով տրանզիստորների բնութագրի դիքությունը զգալիո­րեն մեծ է, և կարելի է ստանալ երկբևեռ տրանզիստորներով ուժեղարարների հետ համեմատելի ուժեղացում` հատկապես բարձր հաճախության տիրույթում:

 

Սխեմայի մուտքային դիմադրությունը`

որտեղ r_ԱՍ-ը տրանզիստորի ակունք-սպառիչ տեղամասի դի­մադ­րությունն է: Այն հակադարձ համեմատական է ակունքի հոսանքի քառակուսի արմատին:

          ՈՒժեղարարի ուժեղացման գործակիցը`

բ) Ընդհանուր սպառիչով ՆՈՒ ԴՏ տրանզիստորով ժեղարա­րը(ակուն­քային կրկնիչը)

Բացառիկ մեծ մուտքային դիմադրություն և փոքր ելքային դիմադրություն ունի ընդհանուր սպառիչով սխեման(նկ. 101):

Տրանզիստորի աշխատանքային կետը սահմանվում է R1, R2 բաժանիչով, որոնց մեծությունն էլ որոշում է մուտքային դիմադրության մեծությունը: R1, R2  դիմադրիչների արժեքները կարող են վերցվել հավասար մի քանի ՄեգաՕհմ-ի:

Սխեմայի մուտքային դիմադրությունը`

ելքա4ինը`

>>

 

4.9.2. Մակածված ուղիով(ՄՈՒ) դաշտային տրանզիստորներ

Մակածված ուղիով ՄՄԿ տրան­զիստորի կառուցվածքը բերված է նկ. 102 ա-ում, տրանզիստորների գրաֆիկական նշանները` նկ. 102 բ-ում: Այն տարբերվում է ներդրված ուղիով տրանզիստորներից նրանով, որ ուղին ձևավորվում է միայն փականին որոշակի բևեռականությամբ լարում մատուցելիս: Այդ լարման բացակայության դեպքում ուղին բացակայում է, ակունքի և սպառիչի միջև առկա է միայն p տիպի բյուրեղը, որոնց միջև լարում կիրառելիս, քանի որ և’ ակունքը և’ սպառիչը n⁺ տիպի են, երկու p-n անցումներից մեկը կլինի հակառակ շեղված և հոսանք չի անցնի: Այս վիճակում ակունքի և սպառիչի միջև դիմադրությունը շատ մեծ է, այսինքն տրանզիստորը փակ է:

Եթե փականին կիրառվի դրական պոտենցիալ, ապա նրա ստեղծած դաշտի ազդեցությամբ ակունքի, սպառիչի տիրույթ­ներից և բյուրեղից դեպի ենթափականային տիրույթ կձգվեն էլեկտրոններ: Երբ փականի լարումը գերազանցի որոշ շեմային արժեքը(սովորաբար` միավոր վոլտեր)` էլեկտրոնների խտու­թյունը ենթափականային տիրույթում կգերազանցի խոռոչ­ների խտությանը:

Տեղի կունենա հաղորդականության <շրջում>, այ­սինքն այստեղ կառաջանա n տիպի հաղորդա­կանությամբ տիրույթ: Այն կծառայի որպես ուղի և տրան­զիստորով կանցնի հոսանք: Որքան մեծ լինի փականին կիրառված լարումը, այնքան շատ էլեկտրոններ կձգվեն դեպի փական, մեծ կլինի ուղու հաստությունը և անցնող հոսանքը:

Այսպիսով, մակածված ուղիով ՄՄԿ տրանզիստորները կարող են աշխատել միայն հարստացման ռեժիմում, ինչը երևում է նրանց անցման բնութագրերից(նկ. 103): Եթե բյուրեղը n տիպի է, ապա մակածված ուղին կլինի p տիպի և բոլոր լարումների բևեռականություններն անհրաժեշտ է շրջել:

Մեկուսացված փականով տրանզիստորները ջերմային և աղմկային բնութագրերի տեսակետից այլ տիպի տրանզիստոր­ների համեմատ ունեն մի շարք առավելություններ, սակայն կարևորագույն առավելությունն այն է, որ փականի մեկուսչի դիմադրությունը, որը տրանզիստորի մուտքային դիմադրու­թյունն է, շատ մեծ է` (10¹² – 10¹⁵) Օհմ:

Այն չի փոխվում մոտքային լարման ցանկացած բևեռա­կանության դեպքում(նշենք, որ ղեկավարող p-n անցումով տրան­զիստորների մուտքային դիմադրությունը ուղիղ լարման դեպ­քում շատ փոքր է): Մուտքային ունակությունը 1 պՖ-ից էլ փոքր է, իսկ դա նշանակում է, որ մուտքային ազդանշանի սահմա­նային առա­վելագույն հաճախությունը կարող է լինել շատ մեծ` մինչև տասնյակ գիգահերցեր: ՄՄԿ և ՄՕԿ տրան­զիստորների պատ­րաստման տեխնոլոգիան բավականին պարզ է, այդ պատճառով դրանք լայնորեն կիրառվում են ժամա­նա­կակից ինտեգրալ սխեմաներում և միկրոպրոցեսորներում:

Մակածված  n ուղիով դաշտային տրանզիստորի ելքային բնութագիրը բերված է նկ. 104–ում:

ՄՄԿ տրանզիստորի բնութագրի թեքությունը(դիքությունը)`

Մակածված ուղիով դաշտային տրանզիստորներն ընկած են ժամանակակից հաշվիչ տեխնիկայի հիշող սարքերի հիմքում: Այս սարքերում տրանզիստորի ենթափականային մեկուսիչը պատրաստում են երկու շերտով: Սիլիցիումի երկօքսիդի վրա նստեցնում են սիլիցիումի նիտրիդի(Si₃N₄) կամ ալյումինի օքսիդի(ալունդ) շերտ: Այս տրանզիստորները ստացել են համապատասխանաբար ՄՆՕԿ և ՄԱՕԿ անվանումները: Սիլիցիումի նիտրիդը և ալունդը օժտված են շատ բարձր դիմադրությամբ սիլիցիումի երկօքսիդի համեմատ: Փականին դրական կամ բացասական լարման իմպուլս հաղորդելիս մեկուսիչների սահմանին առաջանում է համապատաս­խա­նաբար դրական կամ բացասական լիցք: Այս լիցքը ազդում է փականի լարման շեմային արժեքի վրա, այն արժեքի, որի դեպքում առաջանում է շրջված հաղորդականությամբ ուղի: Հետևաբար, տրանզիստորը կարող է լինել երկու վիճակներից որևէ մեկում, որոնք համապատասխանում են շեմային լարման երկու արժեքներին: Այս վիճակներից յուրաքանչյուրը կարող է պահպանվել գործնականում անվերջ ժամանակ, նույնիսկ սնման լարման բացակայության դեպքում:

ՄՄԿ տրանզիստորներով աշխատելիս անհրաժեշտ է կիրառել նախազգուշական միջոցներ, որպեսզի կանխվի ենթափականային մեկուսիչի բարակ շերտի էլեկտրական ծակումը ստատիկ էլեկտրական լիցքերի ազդեցության տակ: Այդպիսի լիցքեր կարող են անցնել փականին զոդիչից և, անգամ, զոդողի ձեռքից: Անհրաժեշտ է, որ ՄՄԿ տրանզիս­տորների ելուստները և’ տեղափոխման, և’ մոնտաժի ժամանակ հաղորդալարերով կամ ալյումինե նրբաթերթով լինեն կարճ միացված: Այդ լարերը կամ նրբաթերթը հեռացվում են միայն մոնտաժից հետո, երբ բոլոր ելուստները զոդված են սխեմային:

Դիտարկենք դաշտային տրանզիստորներով ուժեղարար­ների աշխատանքը:

ա) Ընդհանուր ակունքով  ՄՈՒ  ԴՏ  ուժեղարարը

Մակածված ուղիով դաշտային տրանզիստորով ԸԱ ուժեղարա­րի սխեման բերված է նկ. 105-ում: Կրկին սխեմայում կիրառված է ո ուղիով դաշտային տրանզիստոր:

Քանի որ մակածված ուղիով դաշտային տրանզիս­տորով հոսանք անցնում է փականի զգալի շեղման դեպքում, ապա նրա փականին տրվում է աշխատանքային կետը սահմանող լարում (R1, R2 բաժանիչով): Ի տարբերություն երկբևեռ տրանզիստոր­ներով ուժեղարարներում բաժանիչի դիմադրիչների` այստեղ  R1, R2  դիմադրիչների արժեքները կարող են վերցվել մի քանի ՄեգաՕհմ:

Սխեմայի մուտքային դիմադրությունը`

 

ելքայինը`

ՈՒժեղարարի ուժեղացման գործակիցը`

Ջերմակայունության նկատառումներով, ինչպես երկբևեռ տրանզիստորով ուժեղարարում, կարելի է ակունքի շղթայում ռեզիստոր միացնել(բացասական հետադարձ կապ ըստ հոսան­քի) կամ կիրառել բացասական հետադարձ կապ ըստ լարման:

բ) Ընդհանուր սպառիչով ՄՈՒ ԴՏ ուժեղարարը

Բացառիկ մեծ մուտքային դիմադրություն և փոքր ելքային դիմադրություն ունի ընդհանուր սպառիչով այս սխեման(նկ. 106):

Ըստ էության այս կրկնիչի մուտքային դիմադրությունը որոշվում է ռեժիմը սահմանող բաժանիչի դիմադրիչներով, որոնց արժեքները կարող են ընտրվել հավասար մի քանի ՄեգաՕհմի:

Փականի լարումը`

իսկ ակունքինը` մոտավորապես հավասար սնման լարման կեսին, ուստի մուտքային ազդանշանի լայնույթը պետք է ընկած լինի հետևյալ միջակայքում.

>>

 

4.9.3. Դաշտային տրանզիստորի ջերմակայուն կետը

Դաշտային տրանզիստորն ունի կարևոր հատկություն` նրա բնու­թագիրն ունի ջերմակայուն կետ(նկ. 107):

Ջերմակայուն կետում հոսանքի  արժեքը որոշվում է հետևյալ բանաձևով.

իսկ բնութագրի թեքությունը`

I_ՍՋ-ից մեծ և փոքր ար­ժեք­ների դեպքում դիմադրության ջեր­մային գործակիցն ունի տարբեր նշաններ:

Եթե ուժեղարարի ջերմակայունությունը տվյալ խնդրում էական նշանակություն ունի, ապա կարելի է օգտվել դաշտային տրանզիստորի բնութագրի ջերմակայուն կետից:

Ընդհանուր առմամբ, դաշտային տրանզիստորով ուժեղա­րար­ներն աչքի են ընկնում մեծ մուտքային դիմադրությամբ, ոչ գծային փոքր աղավաղումներով և սեփական աղմուկների փոքր գործակցով, սակայն և` ուժեղացման փոքր գործակցով:

Դաշտային տրանզիստորներով ուժեղարարների ոչ գծային աղավաղումների գործակիցը`

կախված է նաև աշխա­տանքային կետի ընտրությունից, մինչդեռ երկբևեռ տրանզիստորներով ուժեղարարինը աշխա­տանքային կետի ընտրությունից կախված չէ.

Մեկ անգամ ևս անդրադառնալով աղմուկների խնդրին, նշենք, որ ուժեղարարի աղմուկների մակարդակը կախված է հաճախության տիրույթից, ազդանշանի աղբյուրի ներքին դիմադրությունից, ուժեղարար տարրի տեսակից և դրա աշխատանքային ռեժիմից(նկ.108 և նկ. 109 ):

Երկբևեռ տրանզիստորի նվազագույն աղմուկն ստացվում է աղբյուրի(գեներատորի)` (0,5...1) կՕհմ դիմադրության, ինչպես նաև տրանզիստորի` (0,2...0,3) մԱ կոլեկտորային հոսանքի դեպքում: 

1 կՀց հաճախության դեպքում լավագույն երկբևեռ տրանզիս­տորներն ունեն 1...2 դԲ, իսկ դաշտայինները` 0,3...0,5 դԲ արժեքով աղմուկի գործակից:

>>

 

4.10. ԲԱԶՄԱՍՏԻՃԱՆ ՈՒԺԵՂԱՐԱՐՆԵՐԸ

 ՈՒժեղարարների այս դասը պարունակում է  մեկից ավելի միատեսակ կամ տարատեսակ  ուժեղարարներ (նկ. 110):

 

 

Ենթադրենք թիվ 1, 2, … , n  ուժեղարարների   ուժեղացման գործակիցները, համապատասխանաբար, k1, k2, … ,kn են: Բազ­մաստիճան ուժեղարարի ուժեղացման գործակիցը հավասար է առանձին ուժեղարարների ուժեղացման գործակիցների արտադրյալին, այն է`

Աստիճանների միջև կապը լինում է ունակային, ինդուկտիվ և անմիջական:

Բազմաստիճան ուժեղարարի յուրաքանչյուր աստիճանի ուժեղացման գործակիցը որոշելիս անհրաժեշտ է հաշվի առնել հաջորդ աստիճանի մուտքային դիմադ­րության ազդեցությունը.

>>

 

4.10.1. ՈՒնակային կապով ուժեղարար

ՈՒնակային կապով ուժեղարար աստիճանի թե´ մուտքում, թե´ ելքում առկա են ունակություններ (նկ. 111), որոնք զատիչ դեր ունեն և տվյալ աստիճանն ըստ հաստատուն բաղադրիչի կապա­զերծում են  նախորդ և հաջորդ աստիճաններից, այլապես կխախտվեն աստիճանների աշխատանքային ռեժիմներն ու ազդանշանը կաղավաղվի:

 

Նկ. 108-ում պատկերված են երեք հարևան աստիճաններ: Զատող կոնդենսատորների ունակությունները որոշվում են հետևյալ առնչություններից`

 անկյունային հաճախության ստորին արժեքն է, R_Մ2-ը և  R_Մ3-ը, համապատասխանաբար, 2-րդ և 3-րդ աստիճանների մուտքային դիմադրությունները:

>>

4.10.2. Ինդուկտիվ կապով ուժեղարար

Այս դեպքում կապազերծումն իրականացվում է ինդուկտիվ (տրանսֆորմատորային) կապի շնորհիվ(նկ. 112):

 

Կապի այս տեսակն օգտագործվում է բարձր հաճախության շղթաներում և հզորության տրանսֆորմատորային ուժեղարար­ներում: Սա հնարավորություն է ընձեռում համաձայնեցնել նախորդ աստիճանի ելքային դիմադրությունը հաջորդ աստիճանի մուտքայինի հետ, ընդ որում փաթույթների գալարների թվերը կապված են այդ դիմադրություններին հետևյալ առնչությամբ.

>>

 

4.10.3. Անմիջական կապով ուժեղարար

Անմիջական կապով ուժեղարարի աշխատանքային կետը որոշվում է նախորդ աստիճանի ռեժիմով: Գոյություն ունեն այս տեսակի ուժեղարարի սխեմային բազմապիսի լուծումներ, դիտարկենք դրանցից մի քանիսը:

Նկ. 113-ում բերված է երկաստիճան, ուժեղացման կարգավորելի գործակցով ուժեղարարի սխեման:

R1 դիմադրիչն ապահովում է ըստ հաստատուն հոսանքի բացասական հետադարձ կապ ամբողջ ուժեղարարի(ընդհանուր հետադարձ կապ), իսկ R3-ն ու R5-ը` միայն, համապա­տասխանաբար, առաջին և երկրորդ աստիճանների համար: Հետադարձ կապերի շնորհիվ ուժեղարարի աստիճան­ներից որևէ մեկում ռեժիմի ցանկացած փոփոխություն անմի­ջապես առաջացնում է իր իսկ վերականգնման: Օրինակ. ենթա­դրենք` ապակայունացնող գործոնների ազդեցությամբ VT2 տրան­զիստորի կոլեկտորային(հետևաբար և` էմիտերային) հոսանքն աճել է: Դա կբերի VT2 տրանզիստորի եմիտերի, հետևաբար` VT1-ի բազային պոտենցիալի աճի, ուստի և` VT1-ի կոլեկտորի և պոտենցիալի VT2-ի բազայի պոտենցիալի նվազ­ման, ուստի և` VT2-ի հոսանքի աճի: Այպիսով, կոլեկտորային հոսանքի աճը հանգեցրեց իր իսկ նվազման:

Նկ. 114-ում բերված է անմիջական կապով եռաստիճան ուժեղարարի սխեման:

Ուժեղարարի ուժեղացման գործակիցը կարելի է կարգա­վորել R6 դիմադրիչի ոչ մեծ դիմադրության փոփոխմամբ:

ՈՒժեղարարի ընդհանուր բացասական հետադարձ կապն ըստ հաստատուն հոսանքի ապահովում են  R4 և R7 դիմադրիչները:

Հետադարձ կապի ազդեցությունը ուժեղացման գործակցի վրա թուլացնելու կամ բացառելու նպատակով  նախատեսված է R7C3 զտիչը, որի տարրերի մեծությունները պետք է բավարարեն հետևյալ առնչությանը.

Այս ուժեղարարի առանձնահատկությունն այն է, որ նա­խորդ աստիճանի կոլեկտորային լարումը հավասար է հաջորդ աստիճանի բազային լարմանը: Այդ է պատճառը, որ մի քանի վոլտ սնման լարման դեպքում սխեմայի ուժեղացման գործա­կիցը կարող է հասնել մի քանի տասնյակ հազարի:

Այն դեպքերում, երբ սնման լարումը բավականաչափ մեծ է մի տրանզիստորին անհրաժեշտ լարումից, բազմաստիճան ուժեղարար կարելի է կառուցել ոչ թե «զուգահեռ»(սնման աղբյուրի նկատմամբ), այլ «հաջորդական» սխեմայով (նկ. 115 և նկ. 116):

Նկ. 115–ում բերված ուժեղարարի աստիճանների կապն ունակային է, և յուրաքանչյուր աստիճան ըստ հոսանքի բացասական հետադարձ կապով ուժեղարար է, ընդ որում` սխեմայում աստիճանների սնումը հաջորդական է, ուստի աղբյուրից սպառվում է այնքան հոսանք, որքան կպահանջվեր մեկ աստիճանի համար:

Սնման լարումը հավասարապես բաշխվում է VT1, …, VT3 տրանզիստորների և R5…R8 դիմադրիչների վրա: Մասնա­վորապես, եթե այդ տեղամասերում 3-ական Վ լարում ընկնի, ապա սնման լարումը կլինի 21 Վ: Եթե R1…R3 դիմադրիչներն ընտրենք 30 կՕհմ, R4-ը` 20 կՕհմ, R5…R8 դիմադրիչները` 3 կՕհմ, ապա սպառվող հոսանքը հավասար կլինի 1 մԱ, իսկ ուժեղացման գործակիցը` մինչև 10⁵:

Աստիճանների անմիջական կապով հանգույն քառաս­տի­ճան ուժեղարարի սխեման բերված է նկ. 116–ում: Ի տարբերություն նախորդի սա բաղկացած է երկու զուգահեռ թևերից և ծախսում է ավելի մեծ հոսանք և նույն պայմաններում(3-ական Վ յուրա­քանչյուր տեղամասում) թեև պահանջում է սնման 18 Վ լարում, սակայն  ուժեղացման գործակիցը հասնում է միլիոնների:

Այս ուժեղարարում նույնպես յուրաքանչյուր աստիճան ըստ հոսանքի բացասական հետադարձ կապով ուժեղարար է և բացի այդ` երկու թևերի աստիճաններն ընդգրկված են ընդհանուր բացասական հետադարձ կապով:

>>

 

4.11. ՀՈՍԱՆՔԻ ԳԵՆԵՐԱՏՈՐՆԵՐ

Հաստատուն հոսանքի ուժեղարարներում կիրառվում է կայուն հոսանքի աղբյուր կամ հոսանքի գեներատոր: ՈՒսում­նասիրենք կայուն հոսանքի պարզագույն աղբյուր­ները:

 

4.11.1. Երկբևեռ տրանզիստորներով հոսանքի գեներատորներ

Տրանզիստորի ելքային բնութագրերից բխում է, կոլեկտոր–էմիտեր անցման r_ԿԷ=dU_ԿԷ/dI_Կ դիմադրությունը կազմում է հարյուրավոր կիլոօհմեր: Ներքին դիմադրությունը մի քանի կարգով կարելի է մեծացնել հետադարձ կապի միջոցով(նկ. 117):

         

Այս աղբյուրի ներքին դիմադրությունը`

որտեղ U_Y-ը Էրլիի պոտենցիալն է, U_T-ն` ջերմային պոտենցիալը:

Գնահատենք այս սխեմայի ներքին դիմադրությունը.  Ներքին դիմադրությունն այդ դեպքում կկազմի`

Ներքին դիմադրության բանաձևում որոշ անբարենպաստ դեր ունեն R1,R2 դիմադրիչները, որի նվազեցման նպատակով R2-ը փոխարինում են ստաբիլիտրոնով(նկ. 118):

Բեռի և դիոդի հոսանքների համեմատականության պատ­ճա­ռով այս սխեման կոչվում է «հոսանքի հայելի»:

Այն սևեռում է բազայի պոտենցիալը, և վերջինս դառնում է առավել անկախ սնման լարման փոփոխություններից:

Բեռի հոսանքն այդ դեպքում`

Որպեսզի իրականացվի U_Դ=U_ԲԷ պայմանը, դիոդը փոխա­րի­նում են կարճ միացված բազա-կոլեկտոր անցմամբ տրան­զիստորով(նկ. 119):

 

Բեռի հոսանքն այս սխեմայում`

որը գրեթե հավասար է բաժանիչի հոսանքին:

Ներքին դիմադրության էլ ավելի մեծացման նկատա­ռում­ներով VT2 տրանզիստորի էմիտերում ինչպես նախորդ սխեմաներում կարելի է միացնել դիմադրիչ:

Երբեմն հարկ է լինում կառուցել հոսանքի աղբյուր, որն ապահովի մուտքային լարմանը համեմատական ինչպես դրա­կան, այնպես էլ բացասական հոսանք(նկ.120 ):

Մուտքային լարման բացակայության դեպքում բեռով անցնում են մեծությամբ հավասար, ուղղությամբ հակադիր հոսանքներ, ուստի գումարային հոսանքը հավասար է 0-ի:

 Մուտքային դրական լարման դեպքում նվազում է VT1 տրազիստորի կոլեկտորային հոսանքը և աճում VT2–ինը, ուստի  գումարային հոսանքը բեռով բացասական է: Բացասական լարման դեպքում տեղի է ունենում հակառակը:

 

Բեռի(կայունացված) հոսանքը`

 

>>

 

4.11.2. Համաբևեռ տրանզիստորներով հոսանքի գեներատորներ

Երկբևեռ տրանզիստորով կառուցված հոսանքի կայունա­րարների ներքին դիմադրության առավելագույն արժեքը չի գերազանցում  

Դաշտային տրանզիստորով կառուցված հոսանքի կայունարարների ներքին դիմադրությունը(R_i)  ըստ հոսանքի հետադարձ կապի դիմադրությունից(R_Ա) կախված  անընդհատ աճում է (նկ. 121 ):

Բնութագրից բխում է, որ մեծ հոսանքների դեպքում առավել մեծ ներքին դիմադրություն կարելի է ստանալ երկբևեռ տրան­զիստորով հոսանքի կայունարար կառուցելիս, փոքր հոսանք­ների դեպքում` դաշտայինով:

Նկ. 122–ում բերված է դաշտային հոսանքի կայունարար երկբևեռի տեսքով, որի ներքին դիմադրությունը`

որտեղ

 

I₀=1 մԱ դեպքում ներքին դիմադրության տիպական արժեքը 1 ԳՕհմ-ի կարգի է:

Երկբևեռ տրանզիստորով հոսանքի կայունարարի կայու­նացված հոսանքը`

իսկ ներքին դիմադրությունը`

Դաշտային տրանզիստորով հոսանքի կայունարարի կայու­նացված հոսանքը`

իսկ ներքին դիմադրությունը`

որտեղ R_Է-ը որոշվում է հետևյալ բանաձևով.

Հոսանքի կայունարարի պարամետրերն զգալիորեն կարելի է բարելավել հետադարձ կապի դիմադրությունը կառուցելով որպես հոսանքի գեներատոր(նկ. 123)` դրանով, փաստորեն, իրականացնելով աստիճանացում:

 

Այս կայունարարի կայու­նաց­ված հոսանքը`

իսկ ներքին դիմադրությունը`

Այս կայունարարի կայունացված հոսանքը և ներքին դիմադրությունը որոշվում են նույն  բանաձևերով, ինչ` նախորդ սխեմայինը: Այն I₀=1 մԱ դեպքում կազմում է մոտավորապես 15 ԳՕհմ:

Զգալի հոսանքների կայունացում կարելի է ստանալ հզոր դաշտային տրանզիստորի կամ Դարլինգթոնի սխեմայի կիրառմամբ:

Հոսանքի առավել մեծ կայունություն է ստացվում օպերա­ցիոն ուժեղարարների կիրառման դեպքում:

>>

 

 

4.12. ՀԱՍՏԱՏՈՒՆ ՀՈՍԱՆՔԻ ՈՒԺԵՂԱՐԱՐՆԵՐ

Այս ուժեղարարները նախատեսված են հաստատուն հոսան­­քի(դանդաղ փոփոխվող ազդանշանի) ուժեղացման նպատակով:

Հաստատուն հոսանքի ուժեղարի պարզագույն սխեման բերված է նկ. 124-ում:

Այս ուժեղարարի անկայունությունը խիստ կախված է սնման լարման, արտաքին պայմանների փոփոխությունից:

Փոքր հզորության տրանզիստորների կոլեկտորային հոսան­քի փոփոխման արագությունն ըստ կոլեկտորային լարման փոփոխության կազմում է (0,1...1) մԱ/Վ, իսկ հզոր տրանզիստորներինը` (10...20) մԱ/Վ, որը բավական մեծ անկա­յու­նություն է առաջացնում: Ոչ պակաս դեր ունի նաև ջերմաստիճանի փոփոխությունը. գերմանիումային տրանզիս­տորների կոլեկտորային հոսանքը կրկնապատկվում է` նրա ջերմաստիճանը  10 Կ-ով (սիլիցիումային տրանզիստորներինը` 8 Կ-ով) ավելանալիս:

Համեմատաբար լավ արդյունքներ են ստացվում էմիտերում բացասական հետադարձ կապի ռեզիստոր կիրառելիս (նկ. 125):

 

Այս դեպքում ճնշվում են ինչպես սնման լարման, այնպես էլ ջերմային փոփոխությունների հետևանքով կոլեկտորային հոսանքի փոփոխությունները:

Հոսանքի հարաբերական փոփոխությունն ըստ ջերմաս­տիճանի`

Լավագույն արդյունքներ են ստացվում սնման աղբյուրի լարման կայունացմամբ և ջերմակայունացմամբ(թերմոստա­տով), սակայն դրանք բերում են ուժեղարարի չափերի և կշռի մեծացմանը: Գործնականում հաստատուն հոսանքի ուժեղաց­ման համար օգտագործում են համաչափ կամրջակային սխեմաները, որոնցից է դիֆերենցիալ ուժեղարարը:

>>

 

4.13. ԴԻՖԵՐԵՆՑԻԱԼ ՈՒԺԵՂԱՐԱՐՆԵՐ

Դիֆերենցիալ ուժեղարար(նկ.126) կառուցվում է միանման պարամետրեր ունեցող երկու տրանզիստորներով: Այդ ուժեղա­րարն արձա­գան­­քում է մուտքային ազդանշանների տարբերու­թյանը:

Սկզբնապես տրանզիստորների ռեժիմներն ընտրվում են այնպես, որ մուտքերի, ուստի և` ելքերի պոտենցիալները հավասար են, հետևաբար ելքային ազդանշանը հավասար է 0-ի:

Եթե 1 մուտքի ազդանշանը մեծ է 2 մուտքինից, ապա VT1 տրանզիստորով անցնող հոսանքն ավելի մեծ կլինի, քան VT2-ինը, ուստի ելքային ազդանշանը`

 

կլինի բացասական: Հանգունորեն, եթե 2 մուտքի ազդանշանը մեծ է  1 մուտքինից, ապա ելքային ազդանշանը`

կլինի դրական:

Միևնույն փուլով և ըստ մեծության հավասար ազդանշան­ներ 1 և 2 մուտքերին տրվելու դեպքում, տրանզիստորներով անցնող հոսանքները  կլինեն հավասար և ելքային լարումը կլինի   հավասար  0- ի: Այսպիսով այս ուժեղարարը համափուլ ազդանշանը չի ուժեղացնում(ավելի ստույգ` ճնշում է), ուստի միևնույն պարամետրերով տրանզիստորների դեպքում արտաքին գործոնների ազդեցությունը, որն առաջացնում է համափուլ ազդանշան, ելքային ազդանշանի փոփոխություն չի առաջացնում:

Հակափուլ ազդանշանի դեպքում ելքային ազդանշանը`

Դիֆերենցիալ ուժեղարարը բնութագրվում է.

1.              Դիֆերենցիալ  ազդանշանի ուժեղացման գործակցով`

2.Համափուլ ազդանշանի ուժեղացման գործակցով.

3. Համափուլ ազդանշանի թուլացման(ճնշման) գործակցով.

4. Դիֆերենցիալ  ազդանշանի նկատմամբ մուտքային դիմադրությամբ`

5. Համափուլ ազդանշանի նկատմամբ մուտքային դիմադրությամբ `

6. Ելքային դիմադրությամբ`

որտեղ U_Y-ը Էրլիի պոտենցիալն է. այն n-p-n տիպի տրան­զիստորների համար (80…200) Վ է, իսկ p-n-p տիպի տրանզիստորների համար` (40…150) Վ:

300 Կ-ում այն կազմում է 25,5 մՎ (q_e-ն էլեկտրոնի լիցքն է):

7. Ազդանշանի բացակայության դեպքում` մուտքային հոսանքով.

Դիֆերենցիալ ուժեղարարի հատկություններն առավել բարելավելու համար R_Է ռեզիստորը փոխարինում են հոսանքի գեներատորով, իսկ մուտքային դիմադրությունը մեծացնելու համար կիրառում են ըստ հոսանքի բացասական հետադարձ կապ(նկ. 127):

 

Տրանզիստորների պարամետրերի անհավասարության պատ­­ճառով կարող է առաջանալ 0-ի խոտորում(ազդանշանի բացակայության դեպքում` 0-ից տարբեր ելքային ազդանշան): Այն կարելի է վերացնել 0-ի սահմանման սխեմայով (նկ. 128):

R1, R2 կամ R7 ռեզիստորներից յուրաքանչյուրով կարելի է թևերից մեկի, համապատասխանաբար, կոլեկտորի, էմիտերի, բազայի լարումը փոփոխել, դրանով իսկ հավասարեցնել տրանզիստորների կոլեկտորների լարումները(ելքային լարումը սահմանել 0):

Դիֆերենցիալ ուժեղարարի ելքային լարումը սովորաբար համաչափ է, սակայն կարելի է վերցնել նաև անհամաչափ ելք: Այդ դեպքում ելքային պոտենցիալը ազդանշանի բացակայու­թյան դեպքում կտարբերվի 0-ից, ուստի պետք է կիրառել մակարդակի փոխադրիչ(նկ. 129):

VD1 ստաբիլիտրոնն այնպես է ընտրվում, որ նրա ծակման լարումը մոտավորապես հավասար լինի VT2 տրանզիստորի կոլեկտորի պոտենցիալին` այսպիսով ելքային լարումը մոտավորապես հավասարեցնելով 0-ի: Ուժեղարարի ելքային լարման ճշգրիտ հավասարեցումը 0-ի իրականացվում է վերը նշված եղանակներով:

>>

 

4.14. ՕՊԵՐԱՑԻՈՆ ՈՒԺԵՂԱՐԱՐՆԵՐ

Օպերացիոն ուժեղարարները(ՕՈՒ) սկզբնապես նախատես­ված են եղել որոշ գործողությունների(գումարում, հանում և այլն) կատարման նպատակով, որից էլ ստացել են իրենց անվանումը:

Օպերացիոն ուժեղարարի գրաֆիկական նշանակումը բերված է նկ. 130-ում, որտեղ 1-ը շրջող մուտքն է, 2-ը` չշրջողը, 3-ը և 5-ը` սնման ելքերը, իսկ 4-ը` ելքային ազդանշանինը:

Պարզագույն օպերացիոն ուժեղարարը դիֆերենցիալ ուժեղարար է` մակարդակի փոխադրիչ սխեմայով, սակայն գործնականում այն պարունակում է մեկից ավելի ուժեղարար աստիճաններ(նկ. 131):

VT1 և VT3 տրանզիստորներով կառուցված է օպերացիոն  ուժեղարարի առաջին, իսկ VT4 և VT6 տրանզիստորներով` երկրորդ դիֆերենցիալ աստիճանը: VT2 և VT8 տրանզիստոր­ներով կառուցված են երկու հոսանքի գեներատորներ, որոնց համար որպես լարման նմուշային աղբյուր է ծառայում VT5 R6 շղթան: VT7,VD1 տարրերը կազմում են մակարդակի փոխադ­րիչը: Երկրորդ դիֆերենցիալ աստիճանի VT4 տրանզիստորն աշխատում է էմիտերային կրկնիչի ռեժիմում, որի շնորհիվ առաջին աստիճանը լավ համաձայնեցված է ըստ ընդհանուր բազայով սխեմայի միացված VT6 տրահզիստորի հետ: Առաջին աստիճանի մուտքային հոսանքների փոքրացման նկատառում­ներով տրանզիստորների կոլեկտորային  հոսանքներն ընտրում են 10 մկԱ-ի կարգի, որի դեպքում տրանզիստորների բնութագրի դիքությունը 0,4 մԱ/Վ կարգի է, իսկ դիֆերենցիալ աստիճանինը` 0,2 մԱ/Վ: Առաջին աստիճանի ելքային դիմադրությունը կազմում է 2 ՄՕհմ, ուստի  նրա ուժեղացման գործակիցը 400 է, իսկ երկրորդինը` մոտա­վորապես 500, հետևաբար օպերացիոն ուժեղարարի ուժեղաց­ման գործակիցն ըստ լարման (դիֆերենցիալ ուժեղացման գործակիցը` K₀) կազմում է

Եթե ուժեղացման դիֆերենցիալ  գործակիցը K₀ է, իսկ բացա­սական հետադարձ կապի կիրառումից հետո` K, ապա

մեծությունը կոչվում է օղակային ուժեղացման գործակից: Որքան մեծ է օղակային ուժեղացումը, այնքան կայուն է ուժեղարարը ինքնագրգռման նկատմամբ:

Աղ. 1-ում բերված են տիպական և լավագույն օպերացիոն ուժեղարարների պարամետրերի արժեքները

 

>>

 

4.14.1. Օպերացիոն ուժեղարարի հաճախային հատկու­թյուն­ները:

Առանց հաճախային շտկման դիֆերենցիալ ուժեղարարի լայնութահաճախային բնութագիրը բերված է նկ. 132-ում, իսկ փուլահաճախայինը` նկ. 133-ում:

f₁-ից բարձր հաճախություններում բնութագիրը որոշվում է նվազագույն հաճախության իներցիոն օղակով: Այդ տիրույթում ուժեղացման գործակիցն ընկնում է 20 դԲ/դեկադ(6 դԲ/ օկտավ) արագությամբ, իսկ փուլային շեղումը հասնում է  f2-ից բարձր հաճախություններում սկսում է գործել ցածր հաճախու­թյան երկրորդ զտիչը. ուժեղացման գործակիցն ընկնում է 40 դԲ/դեկադ(12 դԲ/ օկտավ) արագությամբ, իսկ փուլային շեղումը հասնում է  Դա նշանակում է, որ, փաստորեն, շրջող ու չշրջող մուտքերը փոխատեղվել են և, եթե բացասական հետադարձ կապ կա, ապա այն վերածվել է դրականի(գործ­նականում f₁  = 8 կՀց, f₂  = 200 կՀց, f₃ = 2 ՄՀց):

Ինչպես ցույց կտրվի հետագայում, դա ուժեղարարի ինքնագրգռման պայմաններից մեկն է(փուլերի հաշվե­կշիռը), և ուժեղարարը կվերածվի գեներատորի, եթե տեղի ունենա նաև

պայմանը(լայնույթների հաշվեկշիռը), որտեղ B-ն հետադարձ կապի գործակիցն է և, ինչպես շրջող, այնպես էլ` չշրջող ուժեղարարների համար`

Մարման գնահատման մոտավոր չափը ըստ փուլի պաշարն է` այն անկյունը, որով փուլային շեղումը տարբերվում է 180⁰-ից.

Նկ. 134-ում բերված է հաճախաշտկված լայնութահա­ճա­խային, իսկ նկ. 135-ում` փուլահաճախային բնութագրերը:

 

Նկ. 136-ում բերված է օպերացիոն ուժեղարարի արձագանքը մուտքային թռիչքաձև փոփոխվող ազդանշանին:

 դեպքում ստացվում է դեմպֆերացված(մեղմված) ապա­պարբերական  ազդանշան:  դեպքում  թեև  տեղի  ունի 4%-անոց թռիչք, սակայն ստացվում է առավել հարթ` Բատերվորդի բնութագիր, ուստի   այդ արժեքը գործնա­կանում հաճախ է օգտագործվում:

  նվազ արժեքների դեպքում նկատվում է բնութագրի բնորոշ բարձրացում, իսկ  դեպքում համակարգում ծագում են չմարող տատանումներ:

Այսպիսով, փուլի պաշարը պետք է լինի ոչ պակաս, քան 60⁰: Դա կարելի է իրականացնել` փոփոխելով դիֆերենցիալ ուժեղացման հաճախային բնութագիրն այնպես, որ այն նույնանա ցածր հաճախության առաջին կարգի զտիչի բնութագրի հետ, այսինքն` ուժեղացման գործակիցը մինչև f₀ հաճախությանը հասնելը նվազի մինչև 1 արժեքը (նկ. 134):

Շտկումը կատարվում է ըստ նկ. 140’-ում բերված սխեմայի:

Հաշվարկները ցույց են տալիս, որ շտկող կոնդենսատորի ունակությունը մոտավորապես 30 պՖ է, որի դեպքում ելքային լարման աճի արագությունը նվազում է մինչև  0,5 Վ/մկվ: Դա նշանակում է, որ այդ ուժեղարարը առանց աղավաղման կարող է ուժեղացնել մինչև…. հաճախության տատանումներ(Umax–ը ուժեղարարի ելքային առավելագույն լարումն է):

Սակայն, ուժեղացման գործակցի  նշված  արժեքը  վերաբերում է  հաճախության  շատ նեղ շերտի. օպերացիոն  ուժեղարարն  իր  հաճախային հատկություն­ներով ցածր հաճա­խության զտիչի հանգունակն է` 20 դԲ/ դեկադ նվազման   արագությամբ(նկ. 137):

Ուժեղացման գործակցի և հաճախության արտադրյալը բնութագրի այդ մասում հաստատուն է`

որտեղ f_T - ն այն հաճախությունն է, որի դեպքում ուժեղացման գործակիցը հավասար է 1-ի:

Այստեղից բխում է, որ կարելի է ստանալ փոքր ուժեղացման գործակցով լայնշերտ ուժեղարար, սակայն ոչ լայն, քան f_T-ն է: Օպերացիոն ուժեղարարը բնութագրվում է նույն պարամետրերով, ինչ` դիֆերենցիալ ուժեղարարը:

ՈՒժեղացման գործակցի մեծությունը կարելի է փոփոխել բացասական հետադարձ կապի խորության փոփոխմամբ:

ՈՒժեղարարների կառուցումը օպերացիոն ուժեղա­րարներով

Օպերացիոն ուժեղարարով կարելի է կառուցել չշրջող, շրջող և դիֆերենցիալ ուժեղարարներ, որոնք իրենց հատկություններով բավական տարբերվում են իրարից, սակայն նրանց հատկությունները կախված են արտաքին տարրերից:

>>

 

4.14.2. Շրջող ուժեղարար(նկ. 138):

Շրջող ուժեղարարի ելքային ազդանշանը հակափուլ է մուտքայինին: Մուտքային հոսանք­ների տարբերության կրճատման նկատառումներով ընտրվում է` 

Շշրջող ուժեղարարի ուժեղացման գործակիցն ըստ լարման`

մուտքային դիմադրությունը`

ելքային դիմադրությունը`

 

որտեղ R_ԵԴ-ն ուժեղարարի ելքային դիմադրությունն է առանց հետադարձ կապի:

>>

 

4.14.3. Չշրջող ուժեղարար(նկ. 139):

Ինչպես հուշում է անվանումը այս ուժեղարարի մուտքային և ելքային ազդանշանները համափուլ են:

 

 ՈՒժեղացման գործակիցն ըստ լարման`

մուտքային դիմադրությունը`

ելքային դիմադրությունը`

որտեղ R_ԵԴ-ն ուժեղարարի ելքային դիմադրությունն է առանց հետադարձ կապի:

>>

 

 

4.15.  ԵՐԿՏԱԿՏ ՈՒԺԵՂԱՐԱՐՆԵՐ

Երկտակտ ուժեղարարներում ուժեղարար տարրերն աշխատում են հերթականորեն (դրական կիսապարբերությունն ուժեղացնում է մի տրանզիստորը, բացասականը` մյուսը): Այդ ուժեղարարները սովորաբար աշխատում են B կամ AB ռեժիմում, համապատասխանաբար, առանց հանգստի հոսանքի և փոքր հանգստի հոսանքով:

Ըստ բեռին միացվելու ձևի երկտակտ ուժեղարարները լինում են տրանսֆորմատորային և ոչ տրանսֆորմատորային ելքով:

>>

 

 

4.15.1. B ռեժիմը

Մինչ այժմ դիտարկված միատակտ ուժեղարարներն աշխա­տում են A ռեժիմում, ուստի էներգիական առումով ունեն էական թերություն. ազդանշանի բացակայությամբ տրանզիստորով անցնում է որոշ I_Կ0 հոսանք և նրա վրա ընկնում է որոշ U_Կ0 լարում, նշանակում է` անօգուտ մխսվում է

 հզորու­թյուն: Օգտակար հզորությունը կազմում է

Այսպիսով, A ռեժիմում աշխատող ուժեղարարի օգտակա­րության գործակիցը չի գերազանցում 50%-ը: Բացի այդ, անօգ­տակար հզորությունը, հատկապես հզոր ուժեղարարնե­րում, լրա­ցուցիչ կերպով տաքացնում է ուժեղարար տարրը` նվազեց­նելով նրա հուսալիությունը: Փոքր հզորությունների դեպքում (նախնական կամ լարման ոժեղարարներ) դա տանելի է, սակայն հզոր ուժեղարարներում A ռեժիմն օգտագործելը դառնում է անիմաստ: Այդ ուժեղարար­ներում կիրառվում է B ռեժիմը, որի դեպքում ազդանշանի բացակայությաբ հանգստի հոսանքը հավասար է 0-ի:

Նկ. 140-ում բերված ուժեղարարի տրանզիստորին բազային շեղում չի տրված, նրանով անցնող հանգստի հոսանքը հա­վասար է 0-ի, ուստի կոլեկտորի պոտենցիալը հավասար Է E-ի:

 

Եթե ուժեղարարի մուտքին տրվի ներդաշնակ ազդանշան, ապա դրական կիսապարբերության ընթացքում բազա-էմիտեր լարումը նախ կաճի, ապա կնվազի, որի հետևանքով կոլեկտորի պոտենցիալը նախ կնվազի մինչև ինչ-որ U_min արժեք, այնուհետև կաճի մինչև E արժեքը(նկ. 141):

Բացասական կիսապարբերության ընթացքում բազա-էմի­տեր անցմանը կկիրառվի բացասական շեղում, ուստի տրան­զիս­տորը փակ կլինի, և այդ կիսապարբերությունը չի ուժե­ղացվի:

Այսպիսով, այս ուժեղարարն ուժեղացնում է միայն դրական կիսապարբերությունը:

Նկ. 142–ում բերված է p-n-p տրանզիստորով կառուցված B ռեժիմում աշխատող(առանց բազային շեղման) ուժեղարար:

Հասկանալի է` հանգստի հոսանքը հավասար է 0-ի, ուստի կոլեկտորի պոտենցիալը նույնպես հավասար Է 0-ի(R2-ի վրա լարման անկումը հավասար է 0-ի):

Եթե ուժեղարարի մուտքին տրված է ներդաշնակ ազդա­նշան, ապա բացասական կիսապարբերության ընթացքում բազա-էմիտեր լարումը նախ կնվազի, ապա կաճի, որի հետևանքով կոլեկտորի պոտենցիալը նախ կաճի մինչև ինչ-որ Umax արժեք, այնուհետև` կնվազի մինչև 0(նկ. 143):

Դրական կիսապարբերության ընթացքում բազա-էմիտեր անցմանը կկիրառվի բացասական շեղում, ուստի տրանզիստորը փակ կլինի, և այդ կիսապարբերությունը չի ուժեղացվի:

 Այսպիսով, այս ուժեղարարն ուժեղացնում է միայն բացասական կիսապարբերությունը:

 

>>

 

4.15.2. Տրանսֆորմատորային երկտակտ ուժեղարարները

Որպես կանոն տրանսֆորմատորային կապով երկտակտ ուժեղարարներում բեռի և ուժեղարար աստիճանի համաձայ­նեցումը ավելի դյուրին է: Այս ուժեղարարներում առավել հաճախ օգտագործում են ԸԷ և ԸԿ սխեմաները:

Նկ. 144-ում բերված է ԸԷ միացմամբ տրանսֆորմատորային ուժեղարարի սխեման B ռեժիմում, համաչափության նկատառումներով մուտքային T1 տրանսֆորմատորի L2, L2' և ելքային T2 տրանս­ֆորմատորի L3, L3' փաթույթները վերցված են նույնական(կետը նշանակում է փաթույթի սկիզբ):

T1 տրանսֆորմատորն աշխատում է որպես փուլաշրջիչ, որի երկրորդային փաթույթներում ձևավորվում են հակափուլ ազդանշաններ, որոնց շնորհիվ ժամանակի որևէ պահին բաց է տրանզիստորներից միայն մեկը. դրական կիսապարբերության ընթացքում T1 տրանզիստորը բաց է, T2-ը` փակ, բացասա­կանում’ ընդհակառակը, իսկ ելքային T2 տրանսֆորմատորի երկրորդային փաթույթում ստացվում են երկու կիսապար­բերությունները:

 

Այս ռեժիմում առաջանում է «աստիճան» տիպի աղավաղում (նկ. 145), որը վերացնելու համար տրանզիստորների բազաներին պետք է տրվի որոշ շեղում(սահմանել 0-ից տարբեր հանգստի հոսանք), այսինքն’ անցնել AB ռեժիմի(նկ. 1146):

R1, R2, R3 դիմադրիչներով սահմանվում է հանգստի հոսանքը, որը կախված ուժեղարարի հզորությունից, կարող է կազմել միավոր կամ տասնյակ միլիամպերներ: Տրանզիս­տորների բազային շեղումները վերացնում են «շեմը», ուստի կիսապարբերություններն անցնում են ելք առանց հատման:

Նկ. 147-ում   բերված են երկտակտ ուժեղարարների անցու­մային բնութագրերը բնութագրերը B(ա) և AB(բ) ռեժիմներում:

Թեև, ինչպես նշվեց, տրասֆորմատորային սխեման իրակա­նացնում է լավ համաձայնեցում, ջերմակայունություն, սակայն ուժեղացումն ուղեկցվում է հաճախային և ոչ գծային զգալի աղավաղումներով և ունի զանգվածաչափային վատ պարա­մետրեր:

 

>>

 

 

4.15.3. Ոչ տրանսֆորմատորային ելքով երկտակտ ուժեղա­րարները:

Նախ դիտենք B ռեժիմը:

Ոչ տրանսֆորմատորային ելքով հզորության ուժե­ղարարի օրինակ է միաբևեռ աղբյուրից սնվող փոխլրաց­նող(կոմպլե­մենտար) տրանզիստորներով էմիտերային կրկնիչը (նկ. 149):

R1, R2 բաժանիչի միջին կետի, VT1, VT2 տրանզիստորների էմիտերների և բազաների պոտենցիալները հավասար են:

Ազդանշանի բացակայության դեպքում, երկու տրանզիստոր­ներն էլ փակ են(B ռեժիմ), ուստի նշված տիպի աղավաղումներն առկա են: Բացի այդ, C1 կոնդենսատորի ունակությունը զգալի է  (հազա­րավոր միկրոֆարադներ), ուստի այս սխեման ունի սահմա­նափակ կիրառություն:

Մեծ ունակության կոնդենսատորից կարելի է ձերբա­զատվել` օգտվելով երկբևեռ սնման աղբյուրից, սակայն, այս դեպքում ևս հնարավոր չէ խուսափել «աստիճան» տիպի աղավաղումից:

Այսպիսով, անխաթար ուժեղացման համար AB ռեժիմին անցնելն անխուսափելի է:

Ոչ տրանսֆորմատորային ելքով AB ռեժիմում աշխատող երկտակտ պարզագույն ուժեղարարի էլեկտրական սկզբուն­քային սխեման բերված է նկ. 150-ում:

R1, R2, R3 բաժանիչով տրանզիստորների բազաների միջև տրվում է որոշ շեղում(R2 դիմադրիչի վրայի լարման անկումը), որի շնորհիվ ուժեղարարն աշխատում է AB ռեժիմում C2 կոնդենսատորը նախատեսված է երկու բազաներին հավասար մուտքային ազդանշան մատուցելու համար):

Հզորության ուժեղարարը, սովորաբար, ենթակա է ջերմային ազդեցությունների, ուստի նրա հանգստի հոսանքը կարող է փո­փոխվել, երբեմն’ անթույլատրելի սահմաններում:

Հաշվի առնելով այդ նկա­տա­ռումները, R2 ռեզիստորը փոխարինում են ջերմադիմադրիչով, դիոդներով կամ տրան­զիստորով(նկ. 151 ա, բ, գ ):

Վերջին դեպքում տրանզիստորի էմիտեր-կոլեկտոր անցման վրա լարումը՝

որտեղ R2'-ը և R2''-ը R2 դիմադրիչի վերին և ստորին հատ­վածների դիմադրությունն են:

Ջերմային փոփոխություններին առավել լավ արձագանքելու համար հաճախ ջերմազգայուն տարրը զետեղում են ելքային տրանզիստորներից մեկին:

Էլ ավելի լավ պարա­մետրեր են ստացվում R1, R3 դիմադրիչները հոսանքի գեներատորով փոխարինելիս:

Ելքային տրանզիստորների պարամետրերի հավասարեց­ման նպատակով, ինչպես նաև նրանց պաշտպանության նկատառումներով էմիտերային շղթաներում միացնում են ոչ մեծ դիմադրությամբ դիմադրիչներ:

Այն դեպքում, երբ անհրաժեշտ է առավել հզոր ուժեղարար կառուցել, կարելի է օգտվել Դարլինգթոնի սխեմայից` կազմելով բաղադրյալ տրանզիստորներ(նկ. 152 ա), իսկ երբ անհրաժեշտ է կիրառել ելքային միևնույն տիպի տրանզիստորներ, ապա պետք է կառուցել փուլաշրջիչ (նկ. 152 բ ):

Երբեմն, մուտքային ազդանշանի լայնույթը կարող է գերա­զանցել թույլատրելի մակարդակը, ուստի անհրաժեշտ է այն սահմանափակել(նկ. 153ա-ում բերված է միայն վերին թևի սխեման): Դիմադրիչների մեծությունները որոշվում են հետևյալ առնչությունից.

Թույլ ազդանշանի դեպքում VT1, VT2 տրանզիստորները փակ են և բեռով հոսում է օպերացիոն ուժեղարարի ելքային աստիճանի տրանզիստորների հոսանքը: ՈՒժեղ ազդանշանի դեպքում տրանզիստորները բացվում են, և բեռի հոսանքի մեծագույն մասն անցնում է նրանցով:

Լավ արդյունքներ է տալիս օպերացիոն ուժեղարարի կիրառմամբ հզորության ուժեղարարը(նկ. 153 բ):

>>

 

 

4.16. ՈՉ ԳԾԱՅԻՆ ՈՒԺԵՂԱՐԱՐՆԵՐ

Վերը նշվեց, որ գծային ուժեղարարների օգտակարության գործակիցը չի գերազանցում 50%-ը(իրականում այն ավելի ցածր է): Այն դեպքերում, երբ ազդանշանի տեսքի փոփոխությունը էական նշանակություն չունի, օգտագործում են ոչ գծային ուժեղարարներ: Օրինակ, հաճախընտրուն ուժեղարարի կոնտուրի մեծ բարորակության դեպքում, ելքային ազդանշանը կլինի ներդաշնակ` անկախ ուժեղարար տարրի ռեժիմից:

Ենթադրենք, ռեզոնանսային ուժեղարարի մուտքին տրված է որոշ նախնական շեղում և ներդաշնակ ազդանշան`

Ընդունելով մուտքային ազդանշանը ուժեղ(մեծ), կատարե­լով տրանզիստորի բնութագրի հատվածագծային մոտարկում և օգտվելով պրոյեկցիաների եղանակից՝ կառուցենք կոլեկտորա­յին հոսանքի տեսքը(նկ. 154):

Նկ. 154.-ից ակներև է դառնում, որ ճշմարիտ են հիմնական պարամետրերը միմյանց կապող հետևյալ առնչությունները.

որտեղ S-ը բնութագրի դիքությունն է:

Կոլեկտորային հոսանքի սպեկտրը’

որտեղ I₀-ն հոսանքի հաստատուն բաղադրիչն է,  I₁, I₂, … համապատասխան հարմոնիկների լայնույթները, որոնք որոշվում են հետևյալ բանաձևերով.

Բանաձևերում I-ն կոլեկտորային հոսանքի իմպուլսի լայնույթն է,  հատման անկյունը(տե’ս գծագիրը),   Բերգի գործակիցները, որոնք որոշվում են հետևյալ բանաձևերով,

ՍՏՈՒԳ

 գործակիցների կախումը   բերված է նկ.155-ում: Ընդհատ գծով ներկայացված է  կախումը, որը փոփոխվում է 1- 2 սահմաններում (սահմանները նշված են աջից): Հատման անկյան այն արժեքը, որի դեպքում տվյալ հարմոնիկի լայնույթը կլինի առավելագույնը, որոշվում է հետևյալ բանաձևով,

ՈՒժեղարարի օգտակարության գործակիցը`

(U_Կm/E_Կ հարաբերությունը տրանզիստորի կոլեկտորային լարման օգտագործման գործակիցն է և մոտավորապես հավասար է 0,9-ի):

Գծային ռեժիմում՝   (ինչը գործնականում համապատասխանում է իսկությանը), մինչդեռ ոչ գծային ռեժիմում   կարելի է էապես մեծացնել,

>>

 

4.17. ՀԱՃԱԽՈՒԹՅԱՆ ԲԱԶՄԱՊԱՏԿՈՒՄԸ

Հաճախության բազմապատկիչ է կոչվում այն սարքը, որի ելքային ազդանշանի հաճախությունը ամբողջ թիվ անգամ գերազանցում է ազդանշանի հաճախությունը: Դա նշանակում է, որ նրանում ստեղծվում է մուտքայինում չպարունակվող սպեկտ­րալ բաղադրիչ, ուստի այն կառուցելիս անհրաժեշտ է կիրառել նոր սպեկտրալ բաղադրիչներ առաջացնող տարրեր: 

Գծային տարրերով հիմնված հաճախության բազմա­պատ­կիչ անհնար է կառուցել. այն կառուցվում է ոչ գծային կամ ակտիվ(ռեզիստիվ) տարրերով, որի դեպքում օգտագործվում է վոլտ-ամպերային բնութագրի ոչ գծայնությունը, կամ ռեակտիվ տարրերով(վարակտոր), որի դեպքում օգտագործվում է վոլտկուլոնային բնութագրի ոչ գծայնությունը: Առաջին դեպքում (տարրը` տրանզիստոր) իրականացվում է նաև հզորության ուժեղացում, մինչդեռ երկրորդ դեպքում(դիոդ) արձագանքի հզորությունը չի կարող գերազանցել ազդանշանինը:

Դիտարկենք  հաճախության տրանզիստորային բազմա­պատկ­չի աշխատանքը:

Եթե նկ. 156-ում բերված ոչ գծային ռեզոնանսային ուժեղա­րարի մուտքին տրվի

ազդանշանը, ապա տրանզիստորի կոլեկտորային հոսանքը’

Եթե LC կոնտուրը համալարենք  հաճախությանը(n-րդ հարմոնիկին), ապա կոնտուրի բավականաչափ մեծ բարորակության դեպքում ելքային լարումը`

Բանաձևերում E_Բ0-ն տրանզիստորի բազային շեղումն է,

կոնտուրի ռեզոնանսային(սեփական) հաճախու­թյունը,

U_Բm-ը` բազային, իսկ U<sub>Կm</sub>–ը` կոլեկտորային լարման լայնույթը, I_Կ1–ը` կոլեկտորային հոսանքի առաջին, իսկ I<sub>Կn</sub>–ը` n-րդ հարմոնիկի լայնույթը,  զուգահեռ կոնտուրի  ռեզո­նանսային դիմադրությունը (r-ը կորուստների դիմադ­րությունն է, կոնտուրի բնութագրիչ դիմադրությունը):

Ազդանշանի տեսքն  ուժեղարարի մուտքում և  ելքում բեր­ված է նկ. 165-ում: Հատման անկյունը որոշվում է հետևյալ առնչությունից.

Տրանզիստորիբնութագրի հատվածագծային մոտար­կումն արտահայտվում է հետևյալ համակարգով:

Տվյալ հարմոնիկի առավելագույն լայնույթ է ստացվում Բերգի գործակիցների լավարկուն արժեք­ների դեպքում, սակայն հաճախության բազմապատկումը մեծ թիվ անգամ հանգեցնում է անցանկալի երևույթների` հարմոնիկի համարի աճմանը զուգըն­թաց նվազում է ելքային լարման լայնույթը, և բացի այդ, լայնույթը միջիմպուլսային ժամանակամիջոցում մարում է(նկ. 157 ):

Մարումը տեղի է ունենում ցուցչային օրենքով`

որտեղ n-ը հարմոնիկի համարն է, Q-ն` կոնտուրի բարորա­կությունը:

Որևէ հարմոնիկի լայնույթը`

 

>>

 

5. ԱԿՏԻՎ  RC ԶՏԻՉՆԵՐ

Պասիվ զտիչների պարա­մետրերը մեծապես կախված են բեռի թե բնույթից և թե մեծությունից: Այդ կախումը բացառելու համար անհրաժեշտ է զտիչի և բեռի միջև միացնել լրիվ դիմադրության փոխարկիչ:

 

 

5.1. ՑԱԾՐ ՀԱՃԱԽՈՒԹՅԱՆ ԱԿՏԻՎ ԶՏԻՉՆԵՐ

ՑՀ ակտիվ զտիչ կարելի է կառուցել տարբեր ուժեղարար­ներով, սակայն առավել հարմար են և ամփոփ  օպերացիոն ուժեղարարով զտիչները:

>>

 

5.1.1. Ցածր հաճախության զտիչ չշրջող ուժեղարարով ցածր հաճախության զտիչ

Չշրջող ուժեղարարով ցածր հաճախության ակտիվ զտիչի էլեկտրական սկզբունքային սխեման  բերված է նկ. 158–ում:

 

Այս զտիչի փոխանցման գործակիցը`

>>

 

5.1.2. Ցածր հաճախության ակտիվ զտիչ շրջող ուժեղարարով

Ցածր հաճախության ակտիվ զտիչ կարելի է կառուցել նաև շրջող ուժեղարարով(նկ. 159), որի փոխանցման գործակիցը`

մոդուլը`

հատման հաճախությունը`

>>

 

 

5.2.  ԲԱՐՁՐ ՀԱՃԱԽՈՒԹՅԱՆ ԱԿՏԻՎ ԶՏԻՉՆԵՐ

5.2.1. Լրիվ դիմադրության փոխարկչով բարձր հաճա­խու­­թյան զտիչ

Լրիվ դիմադրության փոխարկչով բարձր հաճա­խու­­թյան ակ­տիվ զտիչի սխեման բերված է նկ. 160–ում: Նրա փոխանցման գործակիցը`

մոդուլը`

 

>>

 

5.2.2. Շրջող ուժեղարարով բարձր հաճախության զտիչ

Բարձր հաճախության ակտիվ զտիչ կարելի է կառուցել նաև շրջող ուժեղարարով(նկ. 161), որի փոխանցման գործակիցը`

 

մոդուլը`

հատման հաճախությունը`

Գոյություն ունեն նաև շերտային ակտիվ զտիչներ, որոնցից առավել բարձր կայունություն ունի բարդ բացասական հետա­դարձ կապով շերտային զտիչը:

>>

 

5.3. ԲԱՐԴ ԲԱՑԱՍԱԿԱՆ ՀԵՏԱԴԱՐՁ ԿԱՊՈՎ ՇԵՐՏԱՅԻՆ ԶՏԻՉ

Բարդ բացասական հետադարձ կապով երկրորդ կարգի շերտա­վոր ակտիվ զտիչի էլեկտրական սկզբունքային սխեման բերված է նկ. 162–ում: Նրա լայնութահաճախային բնութագրի դիքու­թյունը կազմում է 12 դԲ/օկտավ:

Դրա ռեզոնանսային հաճախությունը որոշվում է հետևյալ բանաձևով`

 

փոխանցման գործակիցը ռեզոնանսային հաճախությունում`

բարորակությունը`

թողանցման շերտի լայնությունը`

Օպերացիոն ուժեղարարի դիֆերենցիալ ուժեղացման գոր­ծա­կիցը պետք է բավարարի հետևյալ պայմանին.

Սովորաբար տրվում են ռեզոնանսային հաճախությունը, հաճախաշերտի լայնությունը, բարորակությունը և կամայակա­նորեն ընտրվում է C ունակությունը: Այդ դեպքում R1, R2, R3 դիմադրիչները հաշվում են հետևյալ բանաձևերով` նախապես որոշելով Q-ն.

>>

 

6. ՏԱՏԱՆՈՒՄՆԵՐԻ ԳԵՆԵՐԱՑՈՒՄԸ

Ռադիոէլեկտրոնիկայում կարևոր տեղ ունի տատանում­ների գենե­րացման խնդիրը: Գեներատորներն անհրաժեշտ են հաղորդիչներում, ընդունիչներում, հեռախոսային կապում և այլուր:

Ընդհանրապես, տատանումների ծագման(ինքնագրգռման) և պահպանման  համար անհրաժեշտ է էներգիայի աղբյուր և  դրական հետադարձ կապով օժտված ուժեղարար, որում պետք է իրականացվեն որոշ պայմաններ:

Նկ. 163–ում բերված է գեներատորի ընդհանրացված սխեման, որտեղ 1-ը էներգիայի աղբյուրն է, 2-ը` ուժեղարարը, 3-ը` դրական հետադարձ կապի շղթան:

Հետադարձ կապով ուժեղարարի ուժեղացման գործակիցը կապված է առանց հետադարձ կապով ուժեղարարի ուժեղացման գործակցին հետևյալ առնչությամբ.

որտեղ B-ն հետադարձ կապի թուլացման գործակիցն է:

Եթե K-ն և -ն ներկայացնենք

տեսքով, ապա`

Հայտնի է, որ եթե հաջորդական հետադարձ կապով ուժեղարարում տեղի ունի

պայմանը, ապա ուժեղարարը կվերածվի գեներատորի` սարքի, որի ելքում կձևավորվեն տատանումներ` ստացիոնար(ժամա­նա­կից անկախ) լայնույթով:

          Վերջին հավասարությունը հնարավորություն է ընձեռում ձևակերպել տատանումների գեներացման պայմանը.

  հետադարձ կապի խորությունն է, K-ն` ուժեղարարի ուժեղացման գործակիցը առանց հետադարձ կապի,    ուժեղարարի ելքային,   մուտքային ազդանշանի փուլը:

Գեներատորում գործում է նաև բացասական հետադարձ կապ. ուժեղարար տարրի ոչ գծայնության պատճառով ազդա­նշանի լայնույթի աճին զուգընթաց ուժեղացման գործակիցը հետզհետե նվազում է մինչև այն արժեքը, որի դեպքում սահ­մանվում են կայացած, հաստատուն լայնույթով տատանումներ:

Եթե հետադարձ կապի հանգույցը բավականաչափ բարո­րակ հաճախընտրուն շղթա է, ապա ստացված տատանումները կլինեն ներդաշնակ:

Տարբերում են ցածր և բարձր հաճախության գեներա­տորներ:

          >>

 

6.1.   ՑՀ  ՏԱՏԱՆՈՒՄՆԵՐԻ  ԳԵՆԵՐԱՏՈՐՆԵՐ

Պարզագույն ՑՀ գեներատոր կարելի է կառուցել նույնիսկ մեկ տրանզիստորով: Տրանզիստորի բազայի և կոլեկտորի ազդա­նշանները հակափուլ են, ուստի գեներատոր կառուցելու համար անհրաժեշտ է մի շղթա` մինչև 360⁰ լրացնելու համար: Ցածր հաճա­խություններում օգտվում են երկու-երեք RC շղթաներից:

Նկ. 164-ում բերված է եռօղակ RC գեներատորի սխեման, որում R1C1, R2C2, R4C3 շղթաները կատարում են փուլադարձիչի դեր, իսկ R1, R2, R3, R4 դիմադրիչները որոշում են տրանզիստորի աշխատանքային կետը:        

Նախ  դիտենք Վին-Ռոբինսոնի ապակշռված կամրջակը(նկ. 165):

 

Նրա ելքային լարումը`

իսկ փուլը`                                                                                                     

Նկ. 166-ում բերված է  դեպքում Վին-Ռոբինսոնի կամրջակի(1),  Q=10 դեպքում տատանողական կոնտուրի(2) և Q=1/3 դեպքում պասիվ շերտային զտիչի(3) փուլային շեղման կախումները հաճախությունից:

Ցածր հաճախության գեներատոր կարելի է կառուցել օպե­րացիոն ուժեղարարով` Վին-Ռոբինսոնի կամրջակի կիրառ­մամբ(նկ. 167):

R1, R2, R3, R4, C1, C2 տարրերով կառուցված է Վին-Ռոբինսոնի կամրջակ, որը միացված է օպերացիոն ուժեղարարի բացասա­կան հետադարձ կապի շղթայում:

Սկզբնապես, DA1 օպերացիոն ուժեղարարի ելքում սահմանված է որոշ դրական լարում, որը որպես ղեկավարվող դիմադրություն աշխատող դաշտային VT1 տրանզիստորը բերում է բարձր դիմադրության տիրույթ և կամրջակից ՕՈՒ-ին տրվում մեծ ազդանշան:

Գեներացված ելքային ազդանշանի աճին զուգընթաց VD1, VD2 դիոդներով կառուցված դետեկտորի ելքում բացասա­կան լարումն աճում է և ազդանշանի լայնույթի որոշ արժեքի դեպքում` սահմանում VT1 տրանզիստորի դիմադրության այնպիսի արժեք, որի դեպքում ՕՈՒ-ի ելքում ստացվում են կայուն լայնույթով ներդաշնակ ազդանշան:

>>

 

6.2. ԲՀ ՏԱՏԱՆՈՒՄՆԵՐԻ ԳԵՆԵՐԱՏՈՐՆԵՐ

ԲՀ (ռադիոհաճախությունների) գեներատորը նախատես­ված է կրող հաճախու­թյան ներդաշնակ տատանումների ստեղծ­ման համար և ձևավորում է կապի հավաստիությունն ապահո­վող գլխավոր պարամետրերից մեկը` հաճախության կայունու­թյունը: 

         

6.2.1. Հաճախության պարամետրական կայունացումը

Հաճախության պարամետրական կայունացումն իրա­կա­նացվում է LC գեներատորներով, որոնց հաճախության կա­յունությունը կախված է արտաքին շրջապատի պայմանների փոփոխության նկատմամբ տատանողական համակարգի տար­րերի կայունությունից, տատանողական համակարգի և ակտիվ տարրի(տրանզիստորի) կապազերծման աստիճանից և այլն:

Բավական բարձր կայունություն է ստացվում երկկոնտուր գեներատորով(նկ. 168):

Այս սխեմայի առանձնահատկությունն այն է, որ նրան միացվող հաջորդ աստիճանները կապազերծված են հաճախությունը որոշող ներքին(բազային) կոնտուրից և միացվում են ելքային(կոլեկտորային) կոնտուրին:

Ելքային կոնտուրը համալարում են ներքին կոնտուրի տատանումների որևէ հարմոնիկին: Նույն սխեմայի մի այլ տարբերակ բերված է նկ. 169–ում, որում, ի տարբերություն նախորդի, կիրառված է ելքային լարման ունակային բաժանիչ:

Հաճախության կայունությունն այնքան բարձր է, որքան մեծ են C3, C4 կոնդենսատորների ունակությունները և որքան փոքր է C1-ինը: Մյուս կողմից` գեներացումն առավել կայուն է, հակառակ դեպքում: Գործնականում ընտրում են C3, C4 ունակու­թյունների այն ամենամեծ և C1-ի` ամենափոքր արժեքները, որոնց դեպքում տեղի ունի  տատանումների կայուն գեներացում:

Հաջորդ աստիճանների ազդեցությունն էլ ավելի թույլ է երկկոնտուր երկտրանզիստոր սխեմաների դեպքում (նկ. 170):

Քանի որ ըստ ընդհանուր բազայով սխեմայի կառուցված ուժեղարարի մուտքային դիմադրությունն ավելի փոքր է, քան ընդհանուր էմիտերով սխեմայի ելքային դիմադրությունը, ապա

բեռի ազդեցությամբ VT1 տրանզիստորի ռեժիմի փոփոխու­թյունը հաճախության անկայունության վրա էական ազդեցու­թյուն չի գործում:

Հասկանալի է, որ այս սկզբունքով կարելի է կառուցել նաև ունակային բաժանմամբ սխեմա:

Ինչպես նշվեց, գեներատորը պետք է ապահովի տատա­նումների հաճախության կայունությունը: Այս պարամետրը բնորոշվում է հաճախության անկայունությամբ`

 հաճախության փոփոխությունն է որոշակի ժամա­նա­կամիջոցում, f₀-ն` գեներատորի սեփական հաճախությունը: Երբեմն գործածում են հաճախության կայունությունը, որն անկայունության հակադարձ մեծությունն է:

Հաճախության կայունացումն իրականացվում է երկու եղանակով` պարամետրական, որի դեպքում անկայունությունը չի գերազանցում 10<sup>-4</sup>-ը, և կվարցային ռեզոնատորով` անկայու­նությունը` մինչև 10<sup>-7</sup>, իսկ ջերմակայունացման կիրառմամբ` մինչև   

>>

 

6.2.2. Հաճախության պարամետրական կայունացումը

Կվարցային ռեզոնատորի համարժեք սխեման բերված է նկ. 171–ում: Սխեմայում բերված տարրերի մեծությունների մասին կարելիէ գաղափար կազմել հետև յալ օրինակով. 4 ՄՀց հաճա­խության կվարցային ռեզոնատորն ունի հետև­յալ տիպական արժեքները.

Կվարցային ռեզոնատորի լրիվ դիմադրությունը (իմպեդանսը)`

Բանաձևից երևում է, որ գոյություն ունի մի հաճախություն, որի դեպքում Z=0, և մի այլ հաճախություն, որի դեպքում   այսինքն`հաջորդական և զուգահեռ ռեզոնանս:

Համարիչը հավասարացնելով 0-ի` կստանանք հաջորդա­կան ռեզոնանսի հաճախությունը`

hայտարարը հավասարացնելով 0-ի` կստանանք զուգահեռ ռեզոնանսի հաճախությունը`

Կվարցային ռեզոնատորի վերոբերյալ տվյալների դեպքում հաջորդական և զուգահեռ ռեզոնանսային հաճախությունները տարբերվում են 0,15%-ով, այսինքն` 6 կՀց-ով:

Որոշ նյութերի լրիվ դիմադրությունը կախված է հաճա­խու­թյունից. դրանցից է կվարցը, որի դիմադրության հաճախային բնութագիրը բերված է նկ. 172–ում:

Ինչպես երևում է նկարից, կվարցի բյուրեղին բնորոշ են միմյանցից չնչին չափով տարբերվող երկու հաճախություններ, որոնցից մեկին համապատասխան  իմպենդանսը շատ մեծ է, մյուսինը` շատ փոքր: Այդ հաճախություններն այնքան մոտ են, որ կարելի է համարել միմյանց հավասար(f<sub>0</sub>): Ուստի կարելի է համարել, որ f<sub>0</sub>-ին ձախից մոտենալիս կվարցային ռեզոնատորը դրսևորում է զուգահեռ տատանողական կոնտուրի, աջից` հաջորդականի հատկություններ: Ըստ այդմ` գոյություն ունի կվարցային ռեզոնատորի զուգահեռ և հաջորդական ռեզոնանս: f₀ հաճախությունը խիստ կայուն է, ուստի կվարցի բյուրեղի այս հատկություններն օգտագործում են բարձր կայունությամբ գեներատորներ կառուցելիս:

Երբեմն անհրաժեշտ է լինում փոքր սահմաններում փոխել ռեզոնանսային հաճախությունը. դրա համար կվարցային ռեզոնատորին հաջորդաբար միացնում են C-ից մեծ C₁ ունակության կոնդենսատոր, որի դեպքում հաջորդական ռեզոնանսի հաճախության փոփոխությունը կկազմի 

 իսկ զուգահեռ ռեզոնանսինը չի փոփոխվի:

Հաճախության կվարցային կայունացմամբ գեներատորի պարզագույն սխեման բերված է նկ. 173-ում:

Այն կառուցված է ըստ ընդհանուր բազայով սխեմայի, ընդ որում` բազան շրջափակված է կվարցով, ուստի գեներատորի ելքում կարող են լինել միայն f₀ հաճախության տատանումներ:

Կվարցի ծերացումը կախված է նրա վրա ցրվող հզորությունից, իսկ այս սխեմայում նրա վրա ցրվում է շատ փոքր հզորություն:

Նկ. 174-ում բերված է ըստ ընդհանուր բազայով սխե­մա­յի (Բաթլերի սխեմա) գեներատոր` հաճախության կվարցային կայու­նաց­մամբ:

Հետադարձ կապն իրականացվում է C2 կոնդենսատորով, իսկ բավական փոքր ունակությամբ C3 կոնդենսատորը նախատեսված է բարձր հարմոնիկների վրա տատանումների գեներացումը ճնշելու համար:

Նկ. 175–ում բերված սխեմայում(Հարթլիի սխեմա) կվար­ցային ռեզոնատորը միացված է դրական հետադարձ կապի շղթայում` կոնտուրի հետ մասնակի(ունակային) կապով: Հետադարձ կապի գործա­կիցը որոշվում է C2, C3 ունակային բաժանիչի ունակու­թյուններով:

Նկ. 176–ում բերված սխեմայում կվարցային ռեզոնատորը միացված է կոլեկտորի և բազայի միջև` ավտոտրանս­ֆոր­մատորային կապով: Ինքնագրգռման պայմանները տեղի են ունենում, եթե էմիտերի և բազայի, էմիտերի և կոլեկտորի միջև ռեակտիվ դիմադրություններն ունեն ունակային բնույթ, որի համար անհրաժեշտ է կոնտուրը համալարել աշխատանքայինից ցածր հաճախության: Այս դեպքում ցածր հաճախության կվարցային ռեզոնատոր կիրառելիս բացառվում է ցածր հարմոնիկների վրա գեներա­տորի ինքնա·ր·ռումը, քանի որ այդ հաճախություններում կոնտուրն ունի ինդուկտիվ բնույթ, ուստի կխախտվի գեներացման պայմանը:

Հաճախության առավել բարձր կայունություն ստանալու համար գեներատորը զետեղում են ջերմամեկուսացված, ջերմակարգավորվող խցում(թերմոստատ):

>>

ԳՐԱԿԱՆՈՒԹՅՈՒՆ

1. Титце Д., Шенк К. Полупроводниковая схемотехника. Перевод с немецкого в трех томах. 12-ое переработанное издание. М. Мир.   2007.

2.  Хоровиц П., Хилл У. Искусство схеммотехники. Перевод с английского в трех томах. 4-ое переработанное издание. М. Мир. 1993.

3. Рамм Г. С. Электронные усилители. М. НТ Пресс. 112 с. 2003.

4. Баширов С.Р. Современные усилители. М. НТ Пресс. 112 с. 2007.

5.Самсонов В. С. Основы полупроводниковой электроники. М. Радио. 1997. 358с.

6. Лаврентьев Б.Ф. Схемотехника электронных средств. Уч. пособ. М. Мир. 308 стр. 2010.

7. Волович Г. И. Схемотехника аналоговых и аналого-цифровых электронных устройств. М. НТ Пресс. 2005 год..528 с.

8. И. Достал. Операционные усилители. М. Мир. 1998 год. 513 стр. 

9. ՌԷՄ սխեմատեխնիկական հիմունքները: Դասախոսու­թյուն­­ների տեքստեր: Կազմող` Հ. Լ. Արամյան, Դ. Հ. Հուսիկյան: 1-4 մասեր: 2003-2006: