ՀԱՅԱՍՏԱՆԻ ՀԱՆՐԱՊԵՏՈՒԹՅԱՆ

ԿՐԹՈՒԹՅԱՆ ԵՎ ԳԻՏՈՒԹՅԱՆ ՆԱԽԱՐԱՐՈՒԹՅՈՒՆ

ՀԱՅԱՍՏԱՆԻ  ՊԵՏԱԿԱՆ  ՃԱՐՏԱՐԱԳԻՏԱԿԱՆ ՀԱՄԱԼՍԱՐԱՆ

( ՊՈԼԻՏԵԽՆԻԿ )

                                 

ՆՎԻՐՎՈՒՄ  Է ՀՊՃՀ

75  ԱՄՅԱԿԻՆ

 

Ս.Հ. ՄԱՆՈՒԿՅԱՆ

 

Է  Լ  Ե  Կ  Տ  Ր  Ո  Ն  Ի  Կ  Ա

 Ե Վ

 Ս  Խ  Ե  Մ  Ա  Տ  Ե  Խ  Ն  Ի  Կ  Ա

Դասագիրք

(ՄԱՍ 1)

 

Ե Ր Ե Վ Ա Ն   2 0 0 8

 

             ՀՏԴ  621.38. (07)        Հաստատված է ՀՊՃՀ գիտխորհրդի

          ԳՄԴ  32.85 ց7           կողմից (որոշում թիվ 40  , 31.05.2008թ)

           Մ  219                                     որպես դասագիրք «Էլեկտրոնիկա և

                                                  միկրոէլեկտրոնիկա» մասնագիտության

                                                  բակալավրական և մագիստրոսական

                                                  կրթական ծրագրով սովորող ուսանողների

                                               համար:

 

                           Ս.Հ. Մանուկյան

           Մ 219         Էլեկտրոնիկա և սխեմատեխնիկաԴասագիրք.            

                       - Եր.: Ճարտարագետ, 2008. - 480 էջ:

Դիտարկվում են կիսահաղորդչային սարքերի կառուցվածքը, աշխատանքը, պարամետրերն ու բնութագրերը: Բերվում են դրանց    աշխատանքի առանձնահատկությունները տարբեր ռեժիմներում: Ուսումնասիրվում են երկբևեռ և դաշտային տրանզիստորներով հաստատուն և փոփոխական հոսանքի ուժեղարար կասկադների սխեմաները, պարամետրերը և բնութագծերը: Տրվում են ինտեգրալ սխեմաների  հիմնական  հանգույցների  սխեմաներըԲերվում  են ինտեգրալ միկրոսխեմաների կիրառումով տարբեր գծային և ոչ գծային կերպափոխիչների  սխեմաների  պարամետրերի որոշման ու հաշվարկի եղանակները: Տրվում է տեղեկատվություն մի շարք անալոգային և թվային միկրոսխեմաների վերաբերյալ:      

                             Գրախոսներ`

                                                          տ.գ.դ., դոց.                                                      Գ.Վ. Բարեղամյան,

                                                          տ.գ.թ., պրոֆեսոր.                                         Ա.Ս. Շաղգամյան                                                                                                  

                                               «ԱՍՈՒՊ-ԿԱՎԱ» ՍՊԸ - ի տնօրեն,.գ.թ.,               Վ.Շ. Հարությունյան 

             Խնբագիր` Ն.Խաչատրյան 

 

 

  

ՆԵՐԱԾՈՒԹՅՈՒՆ

ԳԼՈՒԽ 1

1.1      ԷԼԵԿՏՐՈՆԱՅԻՆ ՇՂԹԱՆԵՐԻ ԴԱՍԱԿԱՐԳՈՒՄԸ

Ստուգողական հարցեր

 ԳԼՈՒԽ 2   ԿԻՍԱՀԱՂՈՐԴԻՉԱՅԻՆ ՍԱՐՔԵՐ

2.1 Էլեկտրոնա - խոռո­չային  անցում 

2.2 Կիսահաղորդիչային դիոդներ

2.3 Տրանզիստորներ

2.3.1. Երկբևեռ տրանզիստորներ

2.3.2 Դաշտային տրանզիստորներ

2.3.3 Մեկուսացված փականով երկբևեռ տրանզիստորներ

2.4 Տիրիստորներ

2.5 Փոտոէլեկտրոնային սարքեր

2.6 Օպտոէլեկտրոնային սարքեր

2.7 Ինտեգրալ միկրոսխեմաներ

Ստուգողական հարցեր

3. ԷԼԵԿՏՐԱԿԱՆ  ԱԶԴԱՆՇԱՆԻ  ՈՒԺԵՂԱՐԱՐՆԵՐ

3.1 Ուժեղարարների դասակարգումը

3.2  Ուժեղարարների հիմնական պարամետրերը և բնութագծերը

3.3 Աղավաղումներն ուժեղարարներում    

3.4 Ուժեղարարների մաթեմատիկական նկարագրությունը: Ուժեղարարի փոխանցման ‎‎‎‎Ֆունկցիան

3.5 Ուժեղարարների հաճախական բնութագծերը

3.6 Հետադարձ կապն ուժեղարարներում

3.6.1 Հետադարձ կապի ազդեցությունն ուժեղարարի պարամետրերի վրա

3.6.2 Հետադարձ կապով ուժեղարարի կայունությունը

3.7 Ուժեղարարի ստատիկ աշխատանքային ռեժիմ

3.8 RC կապով ուժեղարարներ

3.8.1 Երկբեռ տրանզիստորներով RC կապով ուժեղարարներ

3.8.1.1 Ընդհանուր էմիտերով կասկադ

3.8.1.2  Ընդհանուր բազայով կասկադ

3.8.1.3 Ընդհանուր կոլեկտորով կասկադ ( էմիտերային կրկնիչ )

3.8.1.4. Փուլաշրջիչ  կասկադ

3.8.2 Դաշտային տրանզիստորներով RC կապով ուժեղարարներ

3.8.2.1 Ընդհանուր ակունքով կասկադ

3.8.2.2  Ընդհանուր ըմպիչով կասկադ (ակունքային կրկնիչ)   

3.9 Հզորության ուժեղարարներ

3.9.1 Անմիջական կապով հզորության երկտակտ ուժեղարարներ

3.9.2 Տրանսֆորմատորային  կապով հզորության երկտակտ ուժեղարարներ

3.10 Փուլազգայուն ուժեղարարներ

Ստուգողական հարցեր

3.11. Հաստատուն հոսանքի ուժեղարարներ

3.11.1. Պոտենցիալների համաձայնեցումը հաստատուն հոսանքի ուժեղարարում

3.11.2. Զրոյի դրեյֆի փոքրացման եղանակները

3.11.3. Դիֆերենցիալ ուժեղարար կասկադներ

3.11.4. Հաստատուն լարումը փոփոխական լարման կերպափոխումով, վերջինիս ուժեղացումով և   նորից հաստատուն լարման կերպափոխումով ուժեղարարներ (ՄԴՄ)

3.11.5. Անալոգային միկրոսխեմաների և հաստատուն հոսանքի ուժեղարարների հիմնական տարրեր

3.11.5.1. Հաստատուն հոսանքի աղբյուրներ

3.11.5.2. Հաստատուն լարման աղբյուրներ

3.11.5.3. Հոսանքի հայելիներ

3.11.5.4. Բաղադրյալ տրանզիստորներ

3.11.5.5. Ակտիվ բեռներ

3.11.5.6. Ինտեգրալ գործառական ուժեղարարներ

3.11.5.7. Ինտեգրալ գործառական ուժեղարարների   պարամետրերը

3.11.5.8.Ինտեգրալ գործառական ուժեղարարների բնութագծերը

3.11.5.9. Ինտեգրալ գործառական ուժեղարարների սխեմաները

3.12. ԻԳՈՒ-ներով փոփոխական հոսանքի ուժեղարարներ

3.13. Ընտրողական ուժեղարարներ

3.14. Լայն հաճախական թողանցման շերտով  ուժեղարարաներ

3.14.1. Ցածր հաճախական ճշգրտում

3.14.2. Բարձր հաճախական ճշգրտում

3.14.3 Իմպուլսային ազդանշանի ուժեղարարներ

Ստուգողական հարցեր

ԳԼՈՒԽ4. ԳՈՐԾԱՌՈՒԹԱՅԻՆ ՇՂԹԱՆԵՐ

4.1. Մասշտաբային  ուժեղարարներ

4.1.1. Չշրջող  մասշտաբային  ուժեղարար

4.1.2. Լարման  կրկնիչ

4.1.3. Շրջող մասշտաբային ուժեղարար

4.2. Լարումների գումարող և հանող ուժեղարարներ

4.3. Լարում - հոսանք և հոսանք - լարում կերպափոխիչներ

4.4.Ի նտեգրող շղթաներ

4.4.1. Պասիվ ինտեգրող շղթաներ

4.4.2. Ակտիվ ինտեգրող շղթաներ

4.5. Դիֆերենցող շղթաներ

4.5.1. Պասիվ դիֆերենցող շղթաներ

4.5.2. Ակտիվ դիֆերենցող շղթաներ

4.6. Դիմադրությունների ինվերտորներ

4.7. Գիրատորներ

4.8. Լոգարիթմող ուժեղարարներ

4.9. Անտիլոգարիթմող ուժեղարար

4.10. Ճշգրիտ ուղղիչներ

4.10.1. Միակիսապարբերական ճշգրիտ ուղղիչներ

4.10.2. Երկկիսապարբերական ճշգրիտ ուղղիչներ

4.11. Անալոգային բազմապատկիչներ

4.11.1. ԻԳՈւ-ներով լարումների բազմապատկիչներ

4.11.2. Լարումների ինտեգրալ բազմապատկիչներ

4.12. Լարումների անալոգային կոմպարատորներ

4.12.1. ԻԳՈՒ-ների կիրառումով կոմպարատորներ

4.12.2. Ինտեգրալ կոմպարատորներ

4.12.3. Մեկ սնման լարումով կոմպարատորներ

4.12.4. Երկշեմ կոմպարատորներ

4.12.5. Զրոյի հետ հատման դետեկտոր (Զրո -տարր)

4.12.6. Տարաբևեռ լարումների համեմատող սխեմա

4.13. Լարման մակարդակի սահմանափակիչներ

4.13.1. Դիոդային սահմանափակիչներ

4.13.2. ԻԳՈՒ-ի և դիոդների կիրառումով սահմանափակիչներ

4.13.3. ԻԳՈՒ-ի հետադարձ կապի շղթայում ստաբիլիտրոններով սահ­մանափակիչներ

4.13.4. Ճշգրիտ սահմանափակիչներ

4.14. Ակտիվ զտիչներ

4.14.1. Ընդհանուր  դրույթներ

4.14.2. Ցածր հաճախական զտիչներ

4.14.3. Բարձր հաճախական զտիչներ

4.14.4. Շերտային զտիչներ

4.14.5. Ռեժեկտորային զտիչներ

4.14.6. ԻԳՈՒ- ների կիրառումով ակտիվ զտիչներ

4.14.7. Փուլային զտիչներ

Ստուգողական հարցեր

ԳԼՈՒԽ 5. ԷԼԵԿՏՐՈՆԱՅԻՆ ԲԱՆԱԼԻՆԵՐ

5.1. Անալոգային բանալիներ

5.1.1 Երկբևեռ տրանզիստորներով բանալիներ

5.1.2. Օպտոէլեկտրոնային բանալիներ

5.1.3. Դաշտային տրանզիստորներով բանալիներ

5.2. Թվային բանալիներ

5.2.1. Երկբևեռ տրանզիստորներով բանալիներ

5.2.2. Արագագործ տրանզիստորային բանալիներ

5.2.3. Դաշտային տրանզիստորներով բանալիներ

5.3. Անալոգային և թվային ազդանշանների ինտեգրալ կոմուտատորներ

Ստուգողական հարցեր

 

 

 

 

 

 

ՆԵՐԱԾՈՒԹՅՈՒՆ

Գիտության, տեխնիկայի և տնտեսության տարբեր բնագա­վառ­ների հետագա առաջըն­թացը սեր­տո­րեն կապված է Էլեկտ­րո­նիկայի զար­գաց­ման հետ: Ներկայումս դժվար է պատկե­րաց­նել մարդկային գործու­նեու­թյան որևէ բնագավառ, որտեղ չեն օգտագործվում էլեկտրո­նային սարքեր և դրանց կիրառմամբ ավտոմատիկայի և հաշվիչ տեխնիկայի,  ինֆոր­մացիոն չափիչ և ռադիոտեխնիկայի,  կենցաղային նշանակու­թյան տարբեր սար­քա­­վորումներ: Էլեկտրոնիկայի նման լայն կիրառու­թյունը պայ­մա­նավորված է ինտեգրալ տեխնոլոգիաների բուռն զարգա­ցու­մով, ինչը թույլ է տալիս կազմակերպել բարձրորակ և էժան, հատուկ կարգաբերում չպանջող տարբեր գործառական նշանակության միկ­րո­էլեկտրոնային սխեմաների զանգվածային ար­տադրությունը:

Ինտեգրալ միկրոսխեմաների, հատ­կա­պես անալոգային տեխնի­կայի արդյունավետ կիրառությունը անհնար է առանց իմա­նալու դրանց աշխատանքի սկզբունքը, պարամետրերը և բնու­թագրերը ու դրանց կիրառումով նոր սխեմաների նախագծումն ու ուսումնասիրումը:

Էլեկտրոնիկան  զարգանում է երկու ուղղություններով` էներ­գետի­կական (ուժային) և ինֆորմացիոն: Էներգետիկական էլեկ­տրոնիկան զբաղ­վում է  փոփոխական և հաստատուն   հո­սան­քի կերպափոխում­նե­րով էլեկտրաէներգետիկայի, մետա­լուր­­գիայի և այլ բնագավառներում: Ինֆորմացիոն  էլեկտրոնիկան` էլեկ­տրո­նային սարքերով, որոնք ապա­հո­վում են ճարտարագի­տական և ոչ ճարտարագի­տական (կենսա­բա­նության, առողջա­պա­հու­թյուն և այլն) բնագավառներում տարբեր պարամետ­րե­րի չափումը, հսկումը և կառավարումը:

Դասագիրքը հիմնականում նվիրված է ինֆորմացիոն էլեկ­տրո­նի­կային: Ներկայիս ինտեգրալ սխեմաների լայն ընտրանիի առկայու­թյու­նը նոր խնդիրներ է առաջադրում էլեկտրոնային սխե­մաների և համա­կարգերի նախագծմամբ զբաղվող մասնա­գետներին: Եթե նախկինում նախագծման հիմնական ժամանակը ծախսվում էր առանձին կասկադնե­րի ռեժիմների հաշվարկին, դրանց պարամետրերի որոշմանը, ջերմակայունացման հարցե­րին, այժմ հիմնական ուշադրությունը սևեռվում է միկրոսխեմա­ների միացման սխեմաներին և դրանց պարամետրերի համա­ձայնեցման խնդիրներին: Միայն այն դեպքերում, երբ առաջա­դր­ված խնդիրը միկրոսխեմաների միջոցով լուծել հնարավոր չէ, սխե­մայում  օգտագործվում են դիսկրետ տարրերից բաղկացած շղթաներ:

Էլեկտրոնիկա և սխեմատեխնիկա դասագրքում շարադրված նյու­թերը ուսանողին տալիս են գիտելիքներ էլեկտրոնային սխե­մա­ներում կի­րառվող ազդանշանների,  դրանց ձևավորման սխեմաների, պարա­մետ­րերի ու կիրա­ռությունների վերաբերյալ: Քննարկվում են ժամանա­կակից կիսա­հաղորդիչային սարքերի կառուցվածքը, աշխատանքի սկզբունքը,  պա­րա­մետրերն ու բնութագրերը: Դրանց իմացությունը հիմք է ծառայում ուժեղարար կասկադների և ինտեգրալ գործառական ուժեղարար միկրոսխեմաների կիրա­ռումով անալոգային ազդանշան­ների գծային և ոչ գծային տարբեր կերպափոխիչների նախագծման և հետազոտման հա­մար: Տրվում են փոփոխական և հաստատուն հոսան­քի ուժեղարար կասկադների սխեմաները, դրանց պարամետրերի և բնու­­­թագրերի ուսումնասիրության եղանակները: Դիտարկվում են հետա­­դարձ կապի տեսակները,  որոշվում են դրանց ազդեցությունները ուժեղարարների պարամետրերի վրա: Բերվում են ինտե­գրալ գոր­ծա­ռա­կան ուժեղարարների, ինտեգրալ կոմպա­րա­տորների, անալո­գային և թվային բանալիների, տրա­մա­բանական տարրերի սխեմաները և դրանց  կիրառումով տարբեր գործառական սխեմաների, տրիգեր­ների, լարման մակարդակի սահմանափակիչների, անալոգային բազմապատկիչների, հարմոնիկ տատանումների գեներատորների, ուղղանկյուն և գծային փո­­փո­խումով իմպուլսային ազդանշան­ների ձևավորման սկզբունքները և հաշվար­կի եղանակները: Մեծ տեղ է հատկացված ինտեգրալ գոր­ծառական ուժեղարարներով ակտիվ զտիչների սխեմաների վերլու­ծու­թյանը: Բերված են վերջիններիս համեմատական բնութագրերը:

Դասագրքում դիտարկված են նաև ինտեգրալ միկրոսխե­մա­ների սնման համար անհրաժեշտ փոքր և միջին հզորության երկրոր­դային էլեկտրա­­սնման աղբյուրների կառուցվածքային սխեմա­նե­րը և դրանց առանձին հանգույցների (միաֆազ և եռաֆազ ուղղիչների, հարթեցնող զտիչների, լարման անալոգային և իմպուլսային կայունարարների) էլեկտրական սխեմա­նե­րն ու հաշվարկային հավասարումները:

Բերված են ինտեգրալ միկրոսխեմաների կիրառումով ազ­դա­նշանների գծային և ոչ գծային կերպափոխման սխեմաների հաշվարկի օրինակներ, ինչպես նաև այդ սխեմաների տար­րերի վերաբերյալ տեղեկատվություն:

Դասագիրքը կարող է օգտակար լինել նաև բակալավրական, մա­գիս­տրոսական  կուրսային և դիպլո­մային նախագծերի ու ճարտարա­գետական  տարբեր խնդրիրների լուծման համար:

>>

 

ԳԼՈՒԽ 1

1.1. ԷԼԵԿՏՐՈՆԱՅԻՆ ՇՂԹԱՆԵՐԻ ԴԱՍԱԿԱՐԳՈՒՄԸ

 Էլեկտրոնային շղթաներում աշխատանքային ազդանշանը կա­­րող է լինել անալոգային կամ դիսկրետ: Համապա­տաս­­խանաբար շղթաներն էլ կոչվում են անալոգային (ԱՇ) կամ դիսկ­րետ:

Անալոգային էլեկտրոնային շղթաները կիրառվում են անընդ­հատ ֆ‎‎‎‎‎‎ունկցիայի օրենքով փոփոխվող ազդանշանների ձևավոր­ման, կեր­պա­փոխման, մշակման և հաղորդման նպատակներով: Անալոգային էլեկտրոնային շղթաներում ազդանշանը (լարում կամ հոսանք) ընդու­նում է անսահման թվով արժեքներ, որոնք փոփոխվում են միևնույն ժամանակային մասշտաբով  և  ցան­կա­ցած պահի կարող են որոշվել:

‎‎‎‎‎‎‎‎‎Անալոգային էլեկտրոնային շղթաների (ԱՇ) առավելությունը մեծ ճշգրտությունն ու արագագործությունն է համեմատաբար պարզ կա­ռուց­­վածքի դեպքում: Դրանց թերություններն են` ցածր աղ­մը­կա­կայու­նությունը և պարամետրերի անկայունությունը, պայ­մա­­նա­վոր­ված ար­տա­քին գործոնների նկատմամբ մեծ զգայու­նու­թյամբ (oրինակ շրջա­պատի ջերմաստիճանից, արտաքին էլեկ­տ­րական դաշտերից, տար­րերի ծերացումից և այլն), ինչպես նաև ազդա­նշանը որոշակի հեռա­վորության վրա հաղորդման դեպ­քում տես­քի աղավաղումը և ցածր օգտակար գործողության գործակիցը: 

Դիսկրետ էլեկտրոնային շղթաները (ԴՇ) կիրառվում են անալո­գա­յին ազդանշանը ըստ ժամանակի կամ ամպլիտուդի քվանտաց­ված ազդա­­նշանների ձևավորման, ընդունման, մշակման և հա­ղորդ­ման նպա­տա­կով (քվանտաց­ում կոչվում է անալոգային ազ­դանշանի փո­խարինումը իր արժեքներով առանձին կետերում): 

‎‎‎‎‎‎Անալոգային մեծությունների քվանտացման համար օգտա­գործ­­վում են էլեկտրական իմպուլսների կամ մակարդակների ան­կման հա­ջոր­դականություններ: Էլեկտրական իմպուլսներ ան­վանում են U(t) լար­ման կամ I(t) հոսանքի հաստատված որոշակի U0 և I0 մակարդակնե­րից կարճատև շեղումը: Լարման կամ հո­սան­­քի անկում կոչվում են U(t) -ի կամ I(t) - ի երկու հաս­տա­տուն արժեք­ների միջև արագ փոփոխությունը:

          Նկ.1.1ա,բ-ում պատկերված են լարման  իմպուլսային և  լար­ման մա­կարդակների անկման ազդանշա­նների տեսքերը և դրանց հիմնա­կան պարամետրերը:

          U0 - իմպուլսի կամ լարման անկման սկզբնական արժեք,

          Um -իմպուլսի կամ լարման անկման ամպլիտուդ, որը գնա­հատ­­­­­­վում է սկզբնական U0 արժեքից առավելագույն շեղու­մով,

          tճ, tա -իմպուլսի ճակատի և անկման տևողություններ, որոնք   որոշ­­վում են ամպլիտուդի 0,1Um - ից 0,9Um արժեքներով սահ­մա­նա­­փակ­ված ժամանակահատվածով: Լարման անկումների դեպ­­քում այդ մեծու­թյուն­ները կոչվում են բացասկան (tճ-) և դրական (tճ+) ճա­կատների տևողու­թյուններ,

           tի - իմպուլսի տևողություն` երկու հարևան` ճակատի և անկ­ման միջև ընկած ժամանակահատվածը U=0,5Um արժեքի դեպ­քում,

          T- իմպուլսների կրկնման պարբերություն,

          tդ = T- tի  իմպուլսների միջև դադարի տևողություն,

          f =1 / T - իմպուլսների կրկնման հաճախություն,

          Kլ= tի / T - իմպուլսների լցման գործակից,

          Kմ= T / tի - իմպուլսների միջանցիկություն,

Նշենք, որ հաջորդաբար կրկնվող տարբեր նշանի լարման անկում­ները (դրական dU/dt >0 և բացասական dU/dt < 0) կազ­մում են ուղ­ղան­­կյուն իմպուլսներ: Մասնավոր դեպքում, երբ լարման դրական և բացա­սական անկումները իրար հաջորդում են հավասար ժամանակա­հատ­վածներով, ուղղան­կյուն իմպուլս­նե­րը կոչ­վում են մեյանդր:

Դիսկրետ շղթաների առավելություններն են`

1.ԴՇ-ում իմպուլսային Pի և միջին Pմ հզորությունների միջև կապը որոշվում է Pի=KմPմ հավասարումով: Այդ հավասրումը ցույց տալիս, որ իմպուլսների Kմ միջանցիկության մեծ ար­ժեքների դեպ­­քում, իմպուլ­սային Pի հզորությունը զգալի չափով կգերա­զան­ցի  Pմ միջին հզորու­թյու­նը: Դա ապահովում է ավելի փոքր զանգվածա - գաբարիտային պարամետրեր անալոգային շղթա­նե­րի համեմատ:

2. ԴՇ-ում տրանզիստորներն աշխատում են էլեկտրոնային բանա­լու ռեժիմում (կամ բաց են հագեցված, կամ փակ են), որի դեպքում տրան­զիստորներում ցրման հզորությունները նվազա­գույն են, և օգտա­կար գործողության գործակիցը մեծ է:                                     

3.Դիսկրետ շղթաների հատկությունները (պարամետրերը և բնու­թա­գծերը) ավելի թույլ են կախված շղթայում օգտագործված տարրերի պարամետրերի և արտաքին պայմանների (ջերմաս­տիճան, սնման լարում, ծերացում) փոփոխություններից:            

4. ԴՇ - ի աղմկակայունությունը բարձր է ԱՇ- ի համեմատ, քանի որ իմպուլսի տևողությունը փոքր է, և աղ­մու­կի  ազդեցու­թյան հավա­նակա­նությունը իմպուլսի վրա այդ կարճ ժամանակա­ հատ­վածում կրճատ­վում է:  

5. ԴՇ - ներում ազդանշանի ձևավորման, մշակման, հիշման և հաղորդման նպատակներով օգտագործվում են նույնատեսակ տար­րեր, ինչը հնարավորություն է տալիս շղթաները պատրաս­տել ինտե­­գրալ տեխնոլոգիաների կիրառումով և ապահովել  փոքր չափեր, աշխատանքային բարձր հուսալիություն, ցածր ինքնարժեք:       

Ազդանշանի քվանտացման եղանակից կախված` ԴՇ-ները բա­ժանվում են երեք խմբերի ` իմպուլսային (ԻՇ), ռելեային (ՌՇ) և թվային (ԹՇ):

Իմպուլսային շղթաներում X(t) անալոգային ազդա­­նշանը քվան­­­տա­ցվում է ըստ ժամանակի (նկ.1.2,ա) և ձևավորվում է որ­պես հաս­տա­տուն հաճախությամբ կրկնվող իմպուլ­ս­ների հա­ջոր­դակա­նու­թյուն (նկ.1.2,բ): ԻՇ-ներում խախտվում է ազդանշանի ժամանակային անընդ­­հատությունը, սակայն ընտրված պահերին ազդանշանի արժեքները ճշգրիտ համապատասխանում են X(t)-ի արժեքներին:

Անալոգային ազդանշանի փոխարինումը իմպուլսների հա­ջոր­դա­կանությամբ կոչվում է իմպուլսային մոդուլացում: Իմպուլ­սային մոդու­լացման դեպքում իմպուլսների տեսքը պահպան­վում է: Մեծ կիրա­ռու­թյուն են գտել իմպուլսային մոդուլացման երեք տեսակ` ամպլի­տու­դա - իմպուլսային մոդուլացում (ԱԻՄ), լայնա-իմ­պուլ­սային մոդուլացում (ԼԻՄ) և փուլա- իմպուլսային մոդուլացում   (ՓԻՄ):

Ամպլիտուդա-իմպուլսային մոդուլացման դեպքում անալո­գային  X(t)  ազդանշանի  (նկ.1.3,ա)  մոդուլացվող  (փոփոխվող) պա­­­րամետրը իմպուլսների հաջորդականության ամպլիտուդն է (նկ.1.3,բ):                                            

ԼԻՄ-ի դեպքում մոդուլացվող պարամետրը իմպուլսների լայ­նությունն է (նկ.1.3,գ):    

ԼԻՄ-ը բնորոշվում է իմպուլսների միջանցիկության Kմ կամ լցման Kլ գործակիցներով:

Փուլա-իմպուլսային մոդուլացման դեպքում մոդուլացվող պա­րա­մետրը իմպուլսների միջև հեռավորությունն է, այսինքն` փուլային շեղու­մը ձևավորված սկզբնական իմպուլսների նկատ­մամբ (նկ.1.3,դ ):

Որոշ շղթաներում նշված եղանակները կիրառվում են համա­տեղ:        

Ռելեային շղթաները իրականացնում են X(t) ազդանշանի քվան­տա­ցում ըստ մակարդակի, ձևավորելով աստիճա­նա­յին ազ­դանշան, որի աստիճանները համեմատական են նախօրոք տրված h մեծությանը (նկ.1.2,գ): Ազդանշանի մակարդակի փոփո­խու­թ­յունը կատարվում է nh քայլով: 

Թվային շթաներում անալոգային X(t) ազդանշանի քվանտա­ցումը իրականացվում է ըստ ժամանակի և ամպլիտուդի համա­տեղ: Այդ պատ­­­­ճա­ռով սևեռված պահերին ազդանշանների ար­ժեքները միայն մոտավորապես են համապատասխանում X(t)-ի իրական արժեքներին: Ինչքան մեծ է ազդանշանի դիսկրետաց­ված ար­ժեք­ների թիվը, այքան ավելի մեծ է անալոգային  ազդա­նշանի քվան­տացման ճշգրտությունը:

Սա­կայն միևնույն է ազդանշանի դիսկրետացումից խախտվում է անա­լոգային ազդանշանի անընդհատությունը թե ըստ ամպլիտուդի և թե` ըստ ժամանակի:

Թվային շղթաներում ազդանշանի դիսկրետացված մակար­դակ­նե­րը փոխարինվում են թվերի հաջորդականությամբ: Այդ փո­­խա­րինումը անվանում են կոդավորում, իսկ թվերի զուգոր­դու­թյունը` ազդանշանի կոդ: Ազդանշանի կոդավորումը հնարա­վո­րու­թյուն է ընձեռ­ում ազդա­նշանի ձևափոխումը, մշակումը փո­խարինել կոդի ձևա­փո­խումով և մշակումով: Կոդի ձևավո­րու­մը և մշակումը իրականացվում են թվային սարքերի միջոցով;

Թվային շղթաների առավելություներն են` մեծ աղմկա­կա­յու­նու­թյունը և հուսալիությունը, ինՖորմացիայի երկարատև պահ­պա­­­նումը, բարձր տնտեսական և էներգետիկական արդյունավե­տու­թյունը, ինտե­գրալ տեխնոլոգիաների լայն կիրառումը:

Թվային շղթաների թերություններն են` ոչ մեծ ճշգրտությունը և փոքր արագագործությունը: Սակայն նշված թերությունները որոշ չա­փով վերացվում են միասնականացված մեծ թվով տար­րերի կի­րառու­մով և շղթայի սխեմայի բարդացումով:

Վերջում նշենք, որ ժամանակակից էլեկտրոնային շղթաները, անկախ դրանց անալոգային կամ դիսկրետ, պատ­րաստ­վում են կի­սահաղոր­դչային ինտեգրալ միկրոսխեմաների տեսքով, ունեն փոքր չափսեր, մեծ հուսալիություն և էներգիայի  փոքր ծախս:         

>>

                                                             Ստուգողական հարցեր

1. Ինչպիսի՞ էլեկտրական ազդանշաներ և էլեկտրոնային  շղթաներ գիտեք:

2. Ո՞ր շղթան է կոչվում անալոգային:

3. Ո՞ր շղթան է կոչվում թվային:

4. Ո՞ր շղթան է կոչվում իմպուլսային:

5. Ո՞ր ազդանշանն է կոչվում միանդր:

6. Ազդանշանի քվանտացման ինչպիսի՞ եղանակներ գիտեք:

7. Որո՞նք են անալոգային, իմպուլսային և թվային  էլեկտրոնային շղթաների առանձնահատկությունները:

8. Ինչպիսի՞ տեսք ունի ռելեային շղթայի ազդանշանը:

9.Բացատրեք ամպլիտուդա-իմպուլսային մոդուլացիայի էությունը:

10.Բացատրեք լայնա-իմպուլսային մոդուլացիայի էությունը:

11.Բացատրեք փուլա-իմպուլսային մոդուլացիայի էությունը:

12. Ո՞րոնք են ԱԻՄ, ԼԻՄ, ՇԻՄ շղթաների պարամետրերը:

13. Ի՞նչ է ազդանշանի կոդավորումը թվային շղթաներում:

14. Թվարկեք անալոգային և թվային շղթաների դրական և բացասական հատկանիշները:

>>

 

ԳԼՈՒԽ 2

 ԿԻՍԱՀԱՂՈՐԴԻՉԱՅԻՆ ՍԱՐՔԵՐ

Կիսահաղորդիչային սարքերի աշխատանքը հիմնված է եր­կու տար­­բեր էլեկտրահաղորդականությամբ օժտված կիսահա­ղոր­դիչ­­ների, կամ կիսահաղորդիչ – մետաղ,       հպման տիրույթ­նե­րում տե­ղի ունեցող երևույթների վրա: Կիսահաղորդիչային  սարքերը  (դիոդներ, տրանզիս­տոր­­ներ, տիրիստորներ և այլն) բաղկացած են մեկ և ավելի թվով էլեկ­տրոնա - խոռո­չային (p - n) անցում­նե­րից: էլեկտրոնա-խոռո­չային  ան­ցում կոչվում է Էլեկտրո­նային n էլեկտրահաղորդականությամբ  և խո­ռո­չային p էլեկտրահաղոր­դա­կա­նությամբ կիսահաղորդիչների հպման տի­րույ­թում հիմնա­կան լիցքակիրներով աղքատացված միջա­կայքը:

 

2.1. Էլեկտրոնա - խոռո­չային  անցում

Դիտարկենք Էլեկտրոնա-խոռո­չային  (p – n) անցման աշ­խա­­տանքի սկզբունքը: Ենթադ­րենք գերմանիումի (Ge) երկու կիսա­հա­ղոր­դիչներ, որոն­­ցից մեկը օժտված է խոռոչային p, իսկ մյուսը` էլեկտրոնային n էլեկ­­­տ­­րահաղորդակա­նությամբ, հպվում են իրար իդեալական հարթ և մա­­քուր մակերեսով (նկ.2.1ա): Խոռո­չային էլեկտրահաղորդակա­նու­թյամբ օժտված p կիսա­հա­ղոր­դ­իչում հիմնական լիցքակիր մասնիկ­­նե­րի` խոռոչների pp կոն­­ցեն­տ­րա­ցիան մի քանի կարգով գե­րա­­զանցում է ոչ հիմնական լից­քա­կիր մասնիկ­նե­րի` էլեկտրոն­նե­րի pn կոնցեն­տրա­ցիան (pp >>pn), իսկ էլեկտրոնային էլեկ­տ­րա­հա­ղորդակա­նու­թյամբ օժտ­ված n կի­սա­հա­ղոր­դիչում հիմնական լից­քա­­կիր մաս­նիկ­նե­րի` էլեկ­տ­րոն­­նե­րի nn կոնցենտրացիան մի քա­նի կարգով գերազանցում է ոչ հիմ­­նա­կան լիցքակիր մասնիկ­նե­րի`խոռոչնե­­րի np կոնցեն­տրա­ցիան (nn >> np): Ընդ որում, հիմնական լիցքակիրների կոնցենտրացիան p-ում մի քանի կար­գով գերազանցում է հիմ­նա­կան լիցքակիր­նե­րի կոնցենտ­րացիան n-ում (pp>>nn): Հպման մակերե­սի եր­կու կողմերում առկա է էլեկտրոնների և խոռոչնե­րի կոնցեն­տ­րա­­ցիա­ների խիստ տարբե­րու­թյուն, որի պատճա­ռով առաջա­նում է վեր­ջիններիս դիֆուզիան մի կիսահա­ղորդիչից մյու­սը: Խո­ռոչ­նե­րը անց­նում են p կիսահա­ղորդի­չի հպ­ման մա­կե­­րե­սին կից միջակայ­քից n կիսահաղորդիչ, վերա­միա­վոր­վում են n–ում էլեկտրոն­նե­րի­րի հետ:   p-ում առաջանում են խո­ռոչ­ներով չփոխ­հատուցված ան­շարժ բացասական իոն­ներ: Էլեկտ­րոն­­նե­րն անց­նում են n կի­սա­հա­­ղոր­­­­դ­­չի հպման մակերեսին կից միջակայքից p կիսահա­ղորդիչ, վե­րա­­միա­վորվում են p –ում խո­ռոչների հետ: n -ում առա­­­­ջա­­­նում են էլեկտ­րոն­նե­­րով չփոխ­հա­տուցված անշարժ դրական իոն­ներ: Հպման մա­կե­րե­սով անցնում են էլեկտրոնների և խոռոչ­նե­րի տեղաշարժով պայ­մանավոր­ված (Ip)դ և (In)դ դիֆուզիոն հո­սանք­­նե­րը:

Դիֆուզիոն լրիվ հոսան­քը կլինի Ipդ + Inդ: Հիմնա­կան լիցքա­կիր­նե­րի դիֆուզիայի պատ­­­ճա­­­ռով p և n կիսա­հա­ղոր­­դիչ­­­նե­րում կատարվում է լիցքա­կիր­ների վերաբաշ­խում: Հպման մա­կե­­րե­սի երկու կողմերում հիմ­­նա­­կան լից­­քակիր­ների քանակը նվազում է: p կիսահաղորդիչում  հպման մա­­կերեսի միջակայքում առաջանում են մեծ թվով ան­շարժ բա­ցա­սա­­կան իոն­ներ, իսկ n կիսահաղորդիչում` անշարժ դրական իոն­ներ: Հպման մա­կե­րեսի երկու կողմերում ձևավորվում են անշարժ դրա­­­­կան և  բացա­սա­կան իոն­նե­րից բաղ­կացած, հիմ­նա­կան լից­­­քա­կիրներով աղքա­տաց­ված տիրույթ­ներ, որոնք համա­տեղ կազ­մում են էլեկ­տ­­րո­նա-խոռո­չային p–n անցում: p–n անցու­մում դրա­կան և բացա­սա­կան  իոնների q քա­նակը որոշվում են eNա և eNդ մեծու­թյուն­ներով, որ­տեղ Nդ-ն և Nա-ն p և n կիսա­հա­ղոր­­­դիչ­նե­րում դոնոր­նե­րի և ակ­ցեպ­­տորների կոն­ցեն­տ­րա­ցիա­ներն են:

p – n անցումը կիսահաղոդիչային միջակայքը բաժանում է երկու մա­սի: Դրանցից մեկը, որում հիմնական լիցքակիրների կոն­ցեն­տ­րա­ցիան առավելագույն է, կոչվում է էմիտեր (դիտարկ­ված դեպ­քում p մի­ջա­­կայքը), իսկ մյուսը` բազա (դիտարկ­ված դեպ­­քում n միջակայքը): Այդ անշարժ լիցքակիրները ստեղծում են էլեկտ­րական դաշտ, որն ար­գե­լում է հիմնական լիցքա­կիր­ների հե­տա­գա տե­ղա­շարժը, և ընդ­հա­կա­ռակը, նպաստում է ոչ  հիմնական լից­քա­կիրների դրեյ­ֆին` խոռոչ­նե­րի տեղաշարժին n-ից p և էլեկ­տրոն­ների տեղաշարժին` p-ից n: p–n ան­ցու­մով, բացի դիֆուզյոն հոսանքից, հոսում է նաև դրեյֆային հոսանք Iդր=Ipդր+Inդր` պայ­մա­նա­վոր­ված ոչ հիմնական լիցքակի­րնե­րի տեղա­շար­ժով:

p – n ան­ցու­մում առաջանում է պոտենցիալային անկում φ0, որը կոչվում է պոտենցիալային պատնեշ կամ կոնտակտային պոտեն­ցիալ­նե­րի տարբերություն: Պոտենցիա­լային պատնեշի մեծու­թյունը, սևեռ­ված ջերմաստիճանի դեպ­քում, որոշվում է p–n անց­ման տիրույ­թում նույնանուն լիցքակիր­ների կոնցենտրա­ցիա­ների հարաբերությամբ: Պոտեն­ցիալային պատնեշը T = 300°K ջեր­մաստի­ճա­նում գերմանիումային p – n անցումում հավասար է 0,3…0,4 Վ , իսկ սիլիցիումային անցումում` 0,7…0,8 Վ: 

Այպիսով արտաքին էլեկտրական դաշտերի բացակայության դեպ­քում p – n անցումն օժտված է φ0 պոտենցիալային պատնե­շով և d0 հաս­տու­թյամբ: Անցումով դիֆուզիոն և դրեյֆային հո­սանք­ները իրար փոխ­հատուցում են, և հոսանքը անցումով բացա­կայում է:

p – n անցման ուղղիչային հատկությունը: Դիտարկենք p – n ան­ցու­­մում տեղի ունեցող երևույթները, երբ անցմանը  միացվում է արտա­քին լարման աղբյուր: Ենթադ­րենք` լարման աղբյուրը միացված է p – ին դրա­կան, իսկ n – ին` բա­ցասկան բևեռներով (նկ. 2.1,բ): Այդպիսի միաց­ման դեպքում լա­րու­մը անվանում են ուղիղ լարում (Uու): Լարման աղբյուրի ստեղծած էլեկտրական դաշտի ազդեցությամբ p և n կիսա­հա­ղոր­­­դիչներից հիմնական լից­քա­կիր­ները շարժվում են p–n անց­ման ուղղությամբ, լրացնում են անցումում դրանց պակասը: Անց­ման d0 հաս­տութունը և պոտեն­ցիա­լային պատնեշի φ0 ար­ժեքը փոք­րանում,  ընդու­նում են d1 և  φ1 = φ0–Uու մեծու­թյուն­ները: Արդյունքում անցումով դի‎­­ֆու­­զիոն հո­սան­քի բաղադրիչն աճում է: Խախտվում է անցումով դիֆու­զիոն ու դրեյֆային հո­սանքների դինամիկ հա­վա­սարա­կշ­ռու­թյունը, և   p – n ան­ցումով հո­սում է մեծ դիֆուզիոն (ուղիղ) հո­սանք: Ուղիղ լարման Uուφ0 արժեքի դեպքում պո­տեն­ցիա­լային պատնեշը վերանում է φ1= 0: Արդյունքում դիֆուզիոն հոսանքը  շատ մեծանում է, և եթե այն չսահ­մա­նա­փակ­վի, R ռեզիստորի միա­­ցումով, անցումը կայրվի:

Այժմ դիտարկենք p–n անցման աշխատանքը, երբ լարման աղ­բյու­րը բացասկան բևեռով միացված է p, իսկ դրական բևեռով` n կիսա­հա­ղոր­դիչներին: Այդպիսի միացման դեպքում լարումը կոչ­վում է հակա­ռակ լարում  (Uհ): Հակառակ լարման միացման դեպքում ար­տա­քին էլե­կ­տ­րական դաշտի ազդեցությամբ անց­մանը հարող կիսահաղորդիչների մասերից հիմնական լիցքա­կիր­ները վանվում են դեպի լարման աղբյուրի բևեռները: p – n անցումում մեծանում են իոնների քանակը, հե­տևա­բար անցման d0 հաս­տու­թյունը, և φ0 պոտենցիալային պատնեշը մեծանում ըն­դու­նում են d2 և φ2 = φ0 +Uհ արժեքները: Դիֆու­զիոն հո­սան­քը նվազում է, իսկ դրեյֆային հոսանքը մնում է համարյա անփո­փոխ: Հակառակ լար­ման Uհ >> φ0 արժեքների դեպքում դիֆու­զիոն հոսանքը լրիվ ընդհատվում է, և անցումով հոսում է դրեյ­ֆային փոքր հոսան­քը, որը անվանում են անցնան հակառակ ուղղությամբ հագեցման հոսանք:

Այպիսով կարող ենք եզրակացնել, որ p – n անցումը օժտված է միա­­­կողմանի էլեկտրահաղորդականությամբ: Ուղիղ լարման կի­րառման դեպքում անցման  էլեկտրահաղորդականությունը մեծ է, անցումը բաց է, և դրանով հոսում է մեծ հոսանք, իսկ հակառակ լարման դեպքում անցումը փակ է, հոսում է հա­կա­ռակ ուղղու­թյամբ հագեցման փոքր հոսանքը:

p – n անցման բնութագիծը և պարամետրերը: p – n անց­­մա­նը կի­րառ­ված լարման և դրանով հոսող հոսան­քի միջև առնչու­թյունը կոչվում է վոլտ-ամպերային բնութագիծ (ՎԱԲ):

Վոլտ–­ամ­պերային բնութագիծը նկարագրվում է հետևյալ հա­­­վա­­սարումով`

որտեղ I, I0, U, φT –ն` համապատասխանաբար անցումով հո­սան­­քը, հա­­­­կա­ռակ ուղղությամբ հա­գեցման հոսանքը, անցմանը կի­րառ­ված  լարու­մը  և  ջերմաստիճանային պոտենցիալներ են: Ջերմաստիճանային  պո­տեն­ցիալը որոշվում է φT = kT/q ար­տա­­հայ­տու­թյամբ, որտեղ k-ն Բոլցմանի հաստատունն է, T-ն` բա­ցար­ձակ ջերմաստիճանը, q - ն` էլեկտրոնի  լիցքը: T = 300° K  ջեր­մաս­տիճանում  φT = 0,026 Վ:

Ուղիղ լարման դեպքում, երբ U=Uու >> φT , (2.1) հավա­սար­ման մեջ   և անտեսելով 1-ով` կարող ենք ուղիղ ուղղու­թյամբ հոսանքի համար գրել`

Հակառակ լարման դեպքում, երբ U=Uհ< 0, ունենք  ևի անտեսելով փոքր մեծությամբ, հակառակ ուղղության հոսանքի համար կստանանք`

Հակառակ լար­ման Uհ=Uկ կտրման լարման արժեքի դեպ­քում p – n անցումում առաջա­նում է էլեկ­տ­րա­կան ծակում, որից հո­սան­քը շատ մեծա­նում է և եթե այն չսահմանափակվի, անցումը կայրվի: 

Նկ.2.2,ա –ում պատկերված է p – n անցման վոլտ-ամպե­րա­յին բնու­­­­­թագիծը` ստացված փորձնական ճանապարհով:

Շրջապատի ջերմաստիճանի բարձրացումից կիսահաղրդի­չում գեներացվում են լրացուցիչ էլեկտրոն - խոռոչ զույգեր: Լից­քա­կիր­ների քանակն ավելանում է, հետևաբար միևնույն լարման դեպքում հոսանքն անցումով մեծանում է :  

Հա­կա­ռակ ուղղությամբ հա­գեցման I0 հոսանքը շրջապատի ջեր­մաստիճանի փոփոխությունից փոփոխվում է  հետևյալ օրեն­քով`                                    

որտեղ  ∆2T- ն ջերմաստիճանի  փոփոխությունն է, որի  դեպքում  հա­­գեց­ման հոսանքը կրկնապատվում է: Գերմանիումային p – n անցում­նե­րում հագեցման հոսանքը կրնապատկվում է ջերմաս­տի­ճանի 70 C – ով փո­փոխման դեպքում, իսկ սիլիցիումային ան­ցումներում` 100 C – ով փոփոխման դեպքում: I0 –ի ջերմային փո­փո­խությունը բերում է անցու­մով I հոսանքի փոփոխման:

Բացի I0 – ի ջեր­մաս­տի­ճա­նային փո­փո­խությունից, p – n անցման ուղիղ հոսանքը կախված է նաև φT –ի փո­փո­խությունից:

Այդ կապը ավելի հարմար է գնահատել հաստատուն ուղիղ հո­սանքի դեպքում ուղիղ լարման ջեր­մաստիճանային փո­փո­խու­թյունով: Ուղիղ լարման ջեր­մաստիճանային փո­փո­խու­թյունը գնա­հատվում է լարման ջեր­մաստիճանային գործակցով (ԼՋԳ, ТКН ), որը ցույց է տա­լիս ուղիղ լարման հարաբերական փո­փո­խության մեծությունը ջերմաստիճանի 10K փոփոխության դեպ­քում (ԼՋԳ = ∆U/U∆T): Լարման ջերմաստաճանային գործա­կիցը գերմա­նիումային կիսահաղորդիչների դեպքում ունի – (1,2...3) մՎ/աստ., իսկ սիլիցիումային կիսահաղորդիչ­ների համար – (1,2...2) մՎ/աստ. մեծություն:

p – n անցման կարևոր պարամետրերից է անցման դիֆերեն­ցիալ (ներքին) դիմադրությունը փոքր մեծության փոփոխական ազդա­նշա­նի դեպքում: Այն գնահատվում է հետևյալ արտահայ­տությամբ` Ri = dU/dI:

Որոշենք p – n անցման դիֆերեն­ցիալ դիմադրությունը ուղիղ և հակառակ լարման միացման դեպքերում:

(2.1) հավասրումից կարող ենք գրել`   

Վերջին արտահայտությունից կստանանք`

Ուղիղ լարման դեպքում I >>I0 և Ri = 26 մՎ / I: I =1 մԱ դեպ­քում Ri = =26մՎ / 1մԱ = 26 Օմ: Հակառակ լարման դեպքում I = I0 = 1մկԱ և Ri = =26մՎ / 1մկԱ= 26000 Օմ:

Բերված թվային օրինակից երևում է, որ հա­կա­ռակ լար­ման դեպ­քում անցման դիֆերենցիալ դիմադրությունը 3 կարգով գե­րա­զանցում է ուղիղ լարման դեպքում անցման դիֆերենցիալ դի­մադրությունը:

p – n անցման մյուս պարամետրերից է անցման ունակու­թյունը: Անցմանը լարում կիրառելիս լիցքակիրների քա­նակը փո­փոխվում է: Նման երևույթ տեղի ունի կոնդենսատորում: Երբ կոն­դենսատորին կի­րառ­վում է հաստատուն լարում, թիթեղների վրա կուտակվում են տարա­նուն լիցքեր, որոնց քանակը փոփոխվում է լարման փոփոխու­թյունից: Հետևաբար p–n անցումը օժտված է  որոշակի ունակությամբ: Ուղիղ լար­­ման դեպքում անցումում լից­քերի քանակի փոփոխությունը պայ­մա­նավորված է դիֆու­զիոն հոսանքով, իսկ հակառակ լարման դեպքում` դրեյ­ֆային հոսան­քով: Համապատասխանաբար,  ունակու­թյուն­ներն էլ կոչ­վում են դի­ֆու­զիոն (Cդի), կամ դրեյֆային (Cդր): p – n անցման լրիվ ունա­կությունը գնահատվում է դի­ֆու­զիոն և դրեյֆային ունա­կու­թյուն­ների գումարով (C=Cդի + Cդր): Այդ ունակության արժեքը պայմանա­վոր­ված է անցման մակերեսով, կիսահաղորդ­չում դոնոր­ների կոնցենտրացիայով, պոտենցիալային պատնեշի մեծությամբ  և  ունի մի քանի պիկոֆարադ մեծություն: 

p-n անցումներն ըստ պատրաստման տեխնոլոգիայի բա­ժան­­­վում են երեք խմբերի` կետային, մակերեսային և դիֆուզիոն: Կետային ան­ցում ձևավորվում է ոչ մեծ չափի կիսահա­ղորդ­­չա­յին թիթեղի և մետա­ղյա զսպանակի սուր ծայրի հպման մակե­րե­սում (նկ.2.3,ա): Կիսահա­ղոր­­դ­չային Ge(n) թիթեղով և մե­տաղյա զսպա­նակով անց է կացվում իմպուլ­սային մեծ հոսանք (մի քանի ամպեր): Ար­դյունքում զսպանակի սուր ծայրը հալվելով` դիֆու­զիայի շնոր­հիվ անցնում է կիսահաղորդիչ և ձևա­վորում է Ge(p) կիսահաղորդիչ: Ge(n) և Ge(p)  կիսահաղոր­դի­չ­նե­րի միջև առա­­­ջա­­նում է p-n անցում, որի մակերեսը, հետևաբար և ունա­կու­թյունն շատ փոքր է: Փոքր ունակության պատ­ճառով կետային անցում­ները օգտա­գործ­վում են հարյուրավոր ՄՀերց հաճախություն­նե­րի տիրույ­­թում: Մակերեսային p-n անցումներում անցման մակե­րեսը զգալի չափով գերազանցում է անցման d0 հաստությունը: Այս անցում­նե­րը ձևա­վորվում են ձուլման եղանակով (նկ.2.3,բ): Կիսա­հաղորդչի Ge(n) թիթե­ղի վրա դրվում է ինդիումի հաբ: Դրանք տեղադրվում են վակուու­մային վառարանում և տաքաց­վում: 1550C-ից բարձր ջերմաստիճանում In-ը հալվում է և սկսում է լուծել կի­սա­հա­ղորդիչը: Միաժամանակ  տեղի է ունենում In - ի դիֆուզիա պինդ կիսահաղորդիչ: Սառեցումից հետո In-ի մեծ թվով ատոմ­ներ մնում են կիսահաղորդիչում, որի արդյունքում ստացվում է Ge(p): Ge(n) - ի և Ge(p)-ի միջև ձևավորվում է p-n անցում: In-ի այն  մասը, որը չի դիֆուզվել կիսահաղորդիչի միջակայք, սառեց­վե­լուց հետո պնդանում է և մնում որպես մետաղ:

Դիֆուզիոն եղանակով p-n անցման պատրաստման համար օգտա­գործվում է Ge(p) կիսահաղորդիչ և իբրև դոնոր`սուրմա (Sb) (նկ.2.3,գ): Դիֆուզիան իրականացվում է ջրածնային վառա­րա­նում: Վառա­րա­նում ջերմաստիճանը մեծացվում է` մինչև կիսահաղոր­դչի մոտենալը հալ­ման վիճակին: Սուրմայի գոլորշիները դիֆուզիա­յով անցնում են  Ge(p) - ի խորքը: Վերջի­նիս  արտաքին մա­կերեսին առաջանում է Ge(n)-ի բարակ շերտ: Ge(p)-ի և Ge(n)-ի միջև ձևավորվում է p-n անցում: Ge(n)-ի ներքին և կողային մասե­րը հեռացվում են:

Դիֆուզիոն եղանակը ապահովում է p-n անցումների բարձր վե­րար­­տադրություն և պարամետրերի միատեսակություն:

>>

 

2.2. Կիսահաղորդիչային դիոդներ

Կիսահաղորդչային դիոդը մեկ p–n անցում և երկու ելուս­տ­ներ ունե­ցող կիսահաղորդչային սարք է: Ըստ էության, կիսա­հա­ղոր­դչային դիոդը p-n անցում է, տեղադրված մետաղյա կամ մե­կուսչից պատ­րաստ­ված պատյանում: Պատյանը պաշպանում է  p-n  անցումը արտա­քին ազդեցություններից (ճնշում, խոնավու­թյուն, հարվածներ և այլն): Դա նշանակում է, որ p-n  անցման  աշխա­տանքի սկզբունքը, բնութագծերը և պարամետրերը լրիվ վերագրվում են դիոդին: Միայն պետք է հաշվի առնել, որ պատ­յա­նը  p-n ոնցման ունակությանը ավելացնում է պատյանի  Cպ սե­փական ունակություն­ը (Cդ = Cդի + Cդր +Cպ): Դիոդի ունակու­թյան ազդե­ցությունը հիմ­նա­կանում դրսևորվում է բարձր հա­ճա­խու­թյուն­ների է իմպուլսային ազդանշանների դեպքում:

Դիոդի փոխարինման սխեման ունի նկ.2.2,բ-ում բերված տեսքը: Սխեմայում Rա –ն   p-n անցման դիֆերենցիալ դիմադրու­թյունն է (Rա= =Ri), Cա - ն` ունակությունը,   Cպ - ն`պատյանի ունա­կու­­թյունը, Rբ - ն` բա­զայի դիմադրությունը:

Դիոդի հաճախական հատկությունները հիմնականում պայ­մանա­վորված են բազայի միջակայքում ոչ հիմնական լից­քա­կիրների կու­տակ­ման և արտածման գործընթացներից: Այդ պատ­ճա­ռով դիոդի արա­­գագործության մեծացումը պահանջում է հնա­րավորինս նվազեց­նել   ոչ հիմնական լիցքա­կիրների բազա­յում կուտա­կ­ման գործընթացը: Այդ  հարցը լուծվում է Շոտկիի ուղղիչ անցման կիրա­ռու­մով (Շոտկիի դիոդ): Շոտկիի ուղղիչ անցումը ձևավորվում է կի­սահաղորդիչի մետա­ղի հետ հպումից: Ընտրելով նյութերը` հնա­րավոր է ստա­նալ էլեկտրոն­ների և խոռոչ­ների համար պո­տեն­ցիալային պատ­նե­շի տարբեր մեծու­թյուններ: Արդյունքում ուղիղ լարման կիրառ­ման դեպքում հո­սան­քը անցումով պայմանավորված կլինի միայն հիմնական լից­քակիր­­ներով: Ոչ հիմ­նա­կան լիցքակիրները չեն կա­րող հաղ­թա­հարել մեծ պոտենցիա­լային պատ­­նեշը և անցնել մետաղից  կի­սա­հաղորդիչ: Օրինակ n կի­սա­հա­ղոր­դիչի և մետաղի հպումից հո­սան­քը ձևավորվում է միայն կիսա­հա­ղոր­դ­չից էլեկտ­րոն­նե­րի ան­ցումով մետաղ, իսկ խոռոչների շարժումը մետա­ղից - կիսա­հա­ղոր­դիչ բացակայում է:

Բացի վերոհիշյալից, Շոտկիի դիոդը տարբերվում է նաև բաց վիճա­կում անցման վրա փոքր լարման անկումով, (հետևաբար բաց վի­ճա­կում փոքր դիմադրությունով), ինչը պայմա­նա­վորված է հիմնական լից­քակիրների համար փոքր պո­տեն­ցիա­լային պատ­նեշի մեծու­թյամբ: Նշենք նաև, որ Շոտկիի դիոդի վոլտ-ամպե­րային բնութագիծը ուղիղ լար­­ման կիրառման դեպքում շատ մոտ է իդեալական անցման բնութագծին:    

Դիոդները շատ մեծ կիրառություն ունեն և կախված կիրառ­ման բնա­գավառից բաժանվում են հետևյալ խմբերի` ուղղիչային (ցածր հաճախական), բարձր հաճախական, գերբարձր հաճախա­կան, իմպուլ­սային, ստաբիլիտրոններ,  վարի­կապ­ներ, քառաշերտ փոխանջատիչ (դինիստոր) և ֆոտոդիոդներ:

Ուղղիչային դիոդները հիմնականում օգտագործվում են փո­փոխական լարումը հաստատուն լարման կերպափոխիչ­նե­րում (սնման լարման աղբյուրներում), որպես կիրառված լարումով կա­­ռավարվող էլեկտրոնային բանալիներ: Ուղիղ լարման կիրառման դեպքում դիոդը բաց է (բանալին միացված է), հակառակ լար­ման դեպքում` դիոդը փակ է (բանալին անջատված է): Երկու վիճակում էլ դիոդը իդեալական բանալի չէ, քանի որ դիմադրու­թյունը բաց վիճա­կում զրո չէ, իսկ փակ վիճակում`անսահման մեծ չէ: Ուղղիչային դիոդների հիմնական պարա­մետրերն են` Iու.մ.առ. - ուղիղ ուղղությամբ միջին հոսանքի առա­վե­լա­գույն արժեք, Uհ.առ. - թույլատրելի հակառակ հաստատուն լար­ման առա­­վելագույն արժեք, fառ. -մուտքային ազդանշանի հաճախու­թյան թույլատրելի առա­վելագույն արժեք, Uու. -ուղիղ հոսանքի տրված արժեքի դեպքում դիոդի վրա ուղղիղ լարման անկումը:

Ըստ հզորության մեծության ուղղիչային դիոդները բաժան­վում են` փոքր հզորության (Iու.մ.առ.≤0,3Ա), միջին հզորու­թ­յան (0,3Ա ≤ Iու.մ.առ. ≤10 Ա), մեծ հզորության (Iու.մ.առ. ≥10 Ա):

Ըստ հաճախության մեծության ուղղիչային դիոդները բա­ժան­­վում են` ցածր  հաճախականի  ( fառ. < 103 Հց )  և  բարձր  հա­ճախականի ( fառ. > 103 Հց ):

Բարձր հաճախության դիոդները կիրառվում են էլեկտրական ազդանշանների բազմազան կերպափոխումների նպատա­կով: Դրան­ցում օգտագործվում են կետային p-n անցումներ,  որոնք օժտված են շատ փոքր ունակությամբ և ապահովում են հար­յու­րա­վոր ՄՀց աշխա­տան­քային հաճախություններ: Բարձր հաճա­խու­թյան դիոդները աշխա­տում են համեմատաբար փոքր հոսան­ք­ներով (≤ 20մԱ) և լարումներով (≤100Վ):

Գերբարձր հաճախության դիոդները նախատեսված են գեր­բարձր հաճախական սխեմաներում օգտագործման նպա­տա­կով (տա­սնյակ և հարյուրավոր ԳՀց): Դրանք մեծ կիրառու­թյուն են գտել գեր­բարձր հա­ճախության էլեկտրամագնիսական տատանումների գենե­րաց­ման և ուժեղացման, հաճախություն­ների բազմապատկման, հան­ման և գումարման, մոդուլացման և այլ նպատակներով:    

Իմպուլսային դիոդները կիրառվում են իմպուլսային սարքե­րում, որտեղ ազդանշանի փոփոխման արագությունը շատ մեծ է (թռիչքային է): Այս դիոդները  առանձնանում են անցողիկ պրո­ցես­ների աննշան տևողությամբ: Անցողիկ պրոցեսների տևողու­թյունը պայմանավորված է դիոդի  դիֆուզիոն Cդի և դրեյֆային (պատ­նե­շային) Cդր ունակություն­նե­րի լիցքավորման և լիցքա­թափ­ման ժա­մանակ­նե­րով: Ի տարբե­րու­թյուն նախորդ դիոդների, իմպուլսային դիոդի կարևոր պարա­մետրը, բացի Iու.մ.առ., Uհ.առ., Uու. պարամետրերից նաև դիոդի հակա­ռակ ուղ­ղու­­թյամբ դիմադրության վերականգնման τվ ժա­մա­նակն է, որով որոշ­վում է դիոդի արագագործությունը:

Ստաբիլիտրոնները օգտագործվում են հաստատուն հոսան­քի շըղ­թա­­ներում` լարման կայունացման նպատակով: Իր կառուց­ված­քով ստա­­­բիլիտրոնը չի տարբերվում ուղղիչային դիոդից: Դիոդի վոլտ-ամ­պե­րային բնութագծից (նկ. 2ա) երևում է, որ ուղիղ լարման փոքր (Uհ ≤  1Վ) և հակա­ռակ լարման մեծ արժեքների  (Uու.≥ 3Վ) դեպքում դիոդով  հոսանքի զգալի փոփո­խու­թյուն­նե­րից, լարումը դրա վրա փոփոխվում է ան­ն­շան չա­փով: Դիոդով  հոսանքի նման արագ աճը պայմա­նա­վորված է լարման որոշ ար­ժեքի դեպքում p-n անցման թունե­լային կամ էլեկտ­րա­կան ծա­կումով: Ստաբիլիտրոն­նե­րում  վոլտ-ամպերային բնու­թագծի այդ հատկությունն օգ­տա­գործվում է լարման կայունաց­ման նպատա­կով: Հակառակ լարման դեպքում դիոդն  օգտա­գործվում է մեծ լա­րում­նե­րի կայունացման նպատակով և կոչվում է ստաբիլի­տ­րոն, իսկ ուղիղ լարման դեպքում` փոքր լարումների կայունաց­ման նպա­տակով և կոչ­վում է ստաբիստոր:  

Ստաբիլիտրոնի (ստաբիստորի) հիմնական պարամետրերն են` Uկ կայունացման լարումը` լարման անկումը ստաբիլիտրոնի վրա դրանով հոսող կայունացման հոսանքի դեպքում: Կայունաց­ման լարման մեծու­թյունը կախված է p-n անցման պատրաստ­ման հա­մար օգտագործված կիսահաղորդիչի տեսակից և պատ­րաստ­ման տեխնոլոգիայից, ինչպես նաև ընտրված աշխատան­քային կետից: Iկ կայունացման հոսանք` ստաբիլիտրոնով հոսող հոսան­քի մեծությունը կայունացման ռեժիմում (մեծ մասամբ տրվում են կայունացման նվազագույն և առավելագույն հոսանք­ները ), rդ դի­ֆերենցիալ դիմադրություն` ստաբիլիտրոնի դի­մա­դրու­­­թյունը  կայունացման   ռեժիմում  (rդ =∂Uկ / ∂Iկ), ԼՋԳ լար­ման ջեր­մաս­տի­ճա­նային գործակից: ԼՋԳ - ն (ТКН) գնահատվում է կայունաց­ման լարման հարաբերական փոփո­խու­թյան և ջերմաս­տիճանի  բա­ցար­ձակ փոփոխության հարաբե­րությամբ, արտա­հայտ­ված տո­կոս­ներով` ԼՋԳ = [(∂Uկ /Uկ) / ∂T] 100%  հաստատուն Iկ հոսանքի դեպ­­քում: ԼՋԳ - ն ստաբիլիտրոնին կիրառված հակա­ռակ լարման դեպ­­քում դրա­կան է, իսկ ուղիղ լարման դեպ­քում`բացասական: Ստա­­­բի­լիտրոնի այդ հատկությունը կիրառ­վում է կայունացման լար­ման ջերմային կայու­նաց­ման նպատակով: Միացնելով հա­ջոր­­դա­­բար երկու ստաբիլի­տրոն­ներ հա­կա­ռակ ուղղություննե­րով,  շրջա­պատի ջերմաստիճանի փոփո­խու­թյունից դրանց վրա լարումները կփոփոխվեն հակառակ նշանով, հետևաբար գումա­րային լարումը ստաբիլիտրոնների վրա կմնա անփո­փոխ: Երկ­բևեռ լարումների կայունացման նպատակով արտադր­վում են սիմետրիկ ստաբիլիտրոններ (նկ.2.5գ):

Վարիկապներում օգտագործվում է կիսահաղորդչային դիո­դի ու­նա­­­կության և դիոդին կիրառված լարման միջև առնչու­թյունը, որը նկարագրվում է հետևյալ արտահայտությամբ`

որտեղ C0-ն դիոդի ունակությունն է Uհ լարման բացակայության դեպ­­քում, Uհ -ն`դիոդին կիրառված հա­կառակ լարումը, Uկ -ն` կոն­տակ­տային լարումը, որը գերմա­նիու­միային դիոդների հա­մար հավասար է 0,4 Վ , սիլիցիումայինի համար` 0,8 Վ:

Փոխելով Uհ լարման մեծությունը 8-ից 10 անգամ, C ունա­կու­­թյունը կփոփոխվի 3-ից 4 անգամ:  

Թունելային դիոդներում  հոսանքը p-n անցումով պայմանա­վոր­ված է թունելային էֆեկտով: Թունելային դիոդները տարբեր­վում են p և n կիսահաղորդիչներում շատ փոքր տեսակարար դի­մադրություններով (խառնուրդների պարունակությունը 1021սմ-3 ) և անցման հաստու­թյամբ (0,01մկմ): Անցման այդպիսի փոքր հաս­­տության պատճառով նույնիսկ (0,6…0,7)Վ լարումների դեպ­քում դաշտի լարվածությունը (5…7)105 Վ/սմ է, և այդ փոքր անցու­մով անցում է շատ մեծ հոսանք: Այդ հոսանքը անցնում է` երկու ուղղությամբ: Ուղիղ լարման դեպքում մինչև U1 ար­ժեքը հոսանքը աճում է` ընդունելով առավելագույն Iառ. արժեքը: Այնու­հետև  այն արագ նվազում է և U2 լարման դեպքում հավասարվում է Iնվ. նվա­զա­գույն արժեքին: Հոսանքի նվազումը պայմանավորված է լարման մեծացման դեպքում թունելային անցումով էլեկտ­րոն­ների քանակի նվազումով: U2 լարման դեպքում այդպիսի էլեկտրոնների թիվը հավասրվում է զրոյի և հոսանքը ընդհատվում է: Լարման հետագա աճը հանգեցվում է հոսան­քի աճի: Դա պայմա­նա­վորված է էլեկտրոնների դիֆու­զիայով և կատարվում է սովորական դիոդի հոսանքի աճի սկզբունքով:

p-n անցման շատ փոքր հաստության պատճառով էլեկտրոն­ների անցման ժամանակը շատ փոքր է (10-13 …10-14)վ, և թունե­լա­­յին դիոդը զուրկ է իներցականությունից: Սովորական դիոդնե­րում էլեկտրոնները անցումով շարժվում են դիֆուզիայով, ինչը շատ դանդաղ է:  

Նկ. 2.4,ա -ում պատկերված է թունելային դիոդի վոլտ-ամպե­րա­յին բնութագիծը: Այն կարող է դիտարկվել բաղկացած երեք մասերից` հո­սանքի սկզբնական աճի միջակայք`  0-ից մինչև Iառ., հոսանքի անկ­ման միջակայք` Iառ.-ից մինչև Iնվ. և հոսանքի հե­տա­­­­գա աճի միջա­կայք: Հոսանքի անկման միջակայքում (U1-ից U2) լարումն աճում է, իսկ հո­սան­քը` նվազում: Դա նշանակում է, որ այդ միջակայքում թունելային դիոդն ունի բացասական դի­մադ­րու­թյուն: 

Թունելային դիոդները մեծ կիրառություն են գտել ԳՀց հա­ճա­խու­թյունների գեներատորներում:

Թունելային դիոդում խառնուրդների կոնցենտրացիայի ընտ­րումով պատրաստվում են դիոդներ, որոնց վոլտամպերային բնու­թա­գծում բա­ցա­սական դիմադրության միջակայքը բացա­կայում է: Այդպիսի դիոդ­նե­րը կոչվում են շրջված դիոդներ: Վերջիններիս վոլտամպ­երային բնու­­­թա­­գիծը դրական լարումնե­րի դեպքում չի տարբերվում սովորական դիո­դի բնութագծից:  

Շրջված դիոդները օգտագործվում են գերբարձր հաճախա­կա­ն տիրույթում փոքր լարումների ուղղման նպատակով: Դրանց կիրառման ժամանակ անհրաժեշտ է փոխել անոդի և կա­տոդի տեղերը, քանի որ փոխվում են ուղղման տիրույթները: Դա է պատճառը, որ այդ դիոդները կոչվում են շրջված:

Նկ.2.4, բ, գ, դ, է, ը, թ-ում պատկերված են ուղղիչային, ստա­­բիլիտ­րոնի, երկկողմ ստաբիլիտրոնի, վարիկապի, թունելային և շրջված դիոդ­ների պայմանական նշանները:

Ֆոտոդիոդները և ֆոտոտիրիստորները դիտարկվում են ֆո­տոէլեկ­տ­րոնային և քառաշերտ սարքերի բաժիններում:  

>>

 

2.3. Տրանզիստորներ

Տրանզիստորները կիսահաղորդիչային սարքեր են, որոնք կա­րող են օգտագործվել հզորության ուժեղացման նպատակով:

Տրանզիստորներն ըստ աշխատանքի սկզբունքի բաժան­վում են եր­կու խմբի` երկբևեռ և դաշտային տրանզիստորներ:  Վեր­­­ջին տարի­նե­րին լայն կիրառություն են ստացել մուտ­քում` դաշ­­տա­յին և ելքում` երկ­բևեռ կառուց­ված­քով տրան­­զիս­տորնե­րը: Երկբևեռ տրանզիստոր­նե­­րում հոսանքը ձևավորվում է երկու տեսակի լիցքակիրների` էլեկտրոնների և խոռոչների մասնակ­ցու­­թյամբ և կառավարվում է մուտքային հոսանքով:

Դաշտային տրանզիստորներում հոսանքը ձևավորվում է միայն մեկ տեսակի լիցքակիրներով` էլեկտրոններով կամ խոռոչ­ներով և կա­ռավարվում է մուտքային լարման ստեղծած էլեկտ­րական դաշտով: Դա է պատճառը, որ այս տրանզիստորները կոչվում են դաշտային, որոշ դեպքերում նաև միաբևեռ տրանզիս­տորներ:

Երկբևեռ տրանզիստորներն աշխատում են մեծ հոսանք­նե­րով և ապահովում են բեռի վրա մեծ հզորություն:

Դաշտային տրանզիստորներում մուտքային հոսանքը բա­ցա­­կայում է (փակ p-n անցումով հոսում է հակառակ ուղղության ջերմային հոսանքը, որով սովորաբար անտեսում են), հե­տևա­բար մուտքային ազ­դանշանի աղբյուրից հզորու­թյան ծախսը բացակայում է կամ ունի նվա­զագույն արժեք: Ելքային հոսանքը և բեռի վրա անջատված հզո­րու­թյու­նը համեմա­տա­բար փոքր է:

Մուտքում դաշտային, իսկ ելքում երկբևեռ կառուցվածքով տրան­զիտորները համատեղում են դաշտային և երկբևեռ տրան­զիստորների դրական հատկանիշները` մուտքային ազդանշանի աղբյուրից հզորու­թյան ծախսը բացակայում է և բեռի վրա ապահովում են մեծ հզո­րություն:

>>

 

2.3.1. Երկբևեռ տրանզիստորներ

Երկբևեռ տրանզիստորները երկու p-n անցումներով  և երեք ելուս­տ­ներով կիսահաղորդչային սարքեր են, որոնք ունեն հզորու­թյան ուժե­ղաց­ման հատկություն: Երկբևեռ տրանզիս­տոր­նե­րում  p - n անցում­ներն ունեն մեկ ընդհանուր տիրույթ` n կամ p, ըստ որի տարբերակում են  p-n–p, կամ n–p–n տրանզիստոր­ներ: Այդ p-n–p կամ n–p–n համակար­գերը պատրաստվում են մեկ կիսա­հաղորդչային բյուրեղում: p-n անցումները բյուրեղը բաժա­նում են երեք մասերի, ընդ որում միջին մասն ունի ծայ­րային մասերին հակառակ էլեկտրահաղորդականություն (նկ.2.5,ա) և կոչ­վում է բազա: Ծայրային մասերից մեկը կոչվում է էմիտեր, մյուսը` կոլեկ­տոր: Յու­րա­քան­չյուր մասից դուրս են բերվում մետաղյա ելուստ­ներ, որոնք համապատասխանաբար կոչվում են բազայի, էմիտերի և կոլեկտորի ելուստներ: Բազայի և էմիտերի միջև p-n անցումը կոչվում է էմիտերա­յին անցում (էա), իսկ բազայի և կոլեկտորի միջև անցումը` կո­լեկ­տո­րային անցում (կա):

 Նկ.2.5բ-ում պատկերված են p-n–p և n–p–n տրան­­զիս­տոր­ների պայ­մա­նական նշանակումները սխեմաներում:

Դիտարկենք տրանզիստորի աշխատանքը  p-n–p տրան­զիս­տորի օրինակով:

Արտաքին լարման աղբյուրների բացա­կա­յու­­թ­յան դեպքում էմի­տերային և կոլեկտորային անցումներով հո­սող դիֆուզիոն և դրեյֆային հոսանքները փոխհատուցված են, և տրան­­­զիս­­տո­րով հո­սանքները բա­ցակայում են: Այժմ ենթադրենք` տրան­զիս­տորի էմիտերա­յին անցմանը միացված է Uբէ ուղիղ լարումը, իսկ կո­լեկտորային անցմանը` Uկէ  հա­կա­ռակ լարումը (նկ.2.6): Էմի­տե­րա­յին անց­ման պոտենցիալային պատ­նեշը և հաստությունը փոք­­­­­րա­­նում են, իսկ  կոլեկ­տո­րային  անցմանը` մեծանում:  Էմիտերային  ան­­ցումով  դի‎‎‎‎‎‎‎‎‎ֆու­զիոն  հո­սան­քը մեծանում  է:

p-n-p տրանզիստո­րում  խո­ռոչ­­ները, անց­նե­լով էմի­տերից բազա, բա­զայում ոչ հիմնա­կան լից­քա­կիրներ են, և կոլեկտերային անցման պո­տեն­ցիալային պատ­նե­շը նպաս­­­տում է դրանց հետագա շարժմանը դեպի կոլեկ­տոր: Էլեկ­տ­րոն­ներն անցնում են բազայից դեպի էմիտեր, էլ ավելի են փոք­րացնում էմիտե­րային անցման պոտենցիալային­ պատնե ­­­­­շի մեծությունը և ար­դյուն­­քում դի­‎‎‎ֆու­զիոն հոսանքը  էլ ավելի է աճում  (n-p-n տրանզիստորների դեպ­­քում էլեկտրոններն են ան­ց­նում էմի­տերից բազա և այնուհետև կոլեկտոր, իսկ խո­ռոչ­նե­րը բազայից էմի­տեր): Էմիտերից կոլեկ­տոր առա­­­­ջա­նում է դի‎­­ֆուզիոն Iկ = αIէ կոլեկ­տո­րային հոսանքը: α=Iկ /Iէ  գոր­ծա­­կի­ցը կոչ­վում է տրան­զիս­­տորի  էմիտե­րից  կոլեկտո­րին  հոսան­քի  փո­խա­ն­­ց­­­ման գործակից: Միաժա­մա­նակ խո­ռոչ­ների մի մասը բա­զայի տիրույ­թում ռե­կոմ­բի­նաց­վում է լարման աղբյուրից ներմուծ­ված էլեկտրոններով և բազա-էմիտեր շղթայով հոսում է Iբ = (1- α)Iէ  հո­սան­քը, որը կոչվում է բազային հոսանք:                                   

Կոլեկտորային անցումով հոսում է նաև փակ անցման Iկ0 հո­սան­քը:   

Այսպիսով, հաստատված ռեժիմում տրանզիստորի ելուստ­նե­րով հոսում են հետևյալ հոսանքները`

Էմիտերային շղթայի ընդհատման դեպքում Iէ = 0 և բա­զա­յով հո­սում է Iբ = -  Iկ0 հոսանքը:

Տրանզիստորի աշխատանքը դիտարկված ռեժիմում կոչվում է ուժեղացման կամ ակտիվ ռեժիմ:

Տրանզիստորի էմիտե­րա­յին և կոլեկտորային անցումներին  հակա­ռակ լա­րում­ներ կիրառելիս,  երկու անցումներն էլ փակ­վում են և դրան­ցով հո­սում են հակառակ ուղղության հագեցման փոքր հոսանքները: Տրանզիստորն աշխատում է փակ ռեժիմում:

Տրանզիստորի էմիտե­րա­յին և կոլեկտորային անցումներին  ուղիղ լա­րում­ներ կիրառելիս,  երկու անցումներն էլ բացվում են: Դրանցով հո­սում են մեծ դիֆուզիոն հոսանքները: Տրանզիստորն աշխատում է հագեցման ռեժիմում:

Տրանզիստորի վերջին երկու աշխատանքային ռեժիմները կիրառ­վում են, երբ տրանզիստորը օգտագործվում որպես էլեկ­տ­­րոնային բանալի:

 Երկբևեռ տրանզիստորի միացման սխեմաները և  ստատիկ  բնութագծերը: Տրանզիստորը կարող է միացվել երեք տարբեր սխե­մա­­­նե­րով` ընդհանուր բազայով (ԸԲ), ընդհանուր էմիտերով (ԸԷ), ընդ­հանուր կոլեկտորով (ԸԿ): ԸԲ սխե­մա­­­­յում (նկ.2.7ա,դ) մուտքային ելուս­տը էմիտերն է, ելքայինը` կո­լեկ­տորը, ընդհանուր ելու­ս­­­տը` բազան: ԸԷ    սխե­մա­յում (նկ.2.7բ,ե) մուտ­քային ելուստը բազան է, ելքայինը` կո­լեկ­տորը, ընդհանուր ելուստը` էմի­տերը: ԸԿ սխեմա­յում (նկ.2.7գ,ը) մուտ­քային ելու­ս­­տը բազան է, ելքա­յինը` էմիտերը, ընդհանուր ելուստը` կոլեկ­տո­րը:

Տրանզիստորային սխեմաների հաշվարկի և ուսումնասիրու­թյան ժամանակ օգտագործվում են տրանզիստորի փորձնական ճանապար­հով ստացված միջինացված ստատիկ բնու­թագծերը:

Ստատիկ բնութագծերը երկուսն են` մուտքային և ելքային բնու­թա­գծերը: Մուտքային բնութագիծը  տրանզիտորի մուտքա­յին հոսանքի և մուտքա­յին լարման միջև առնչությունն է, հաս­տատուն ելքային լար­ման դեպքում: Ելքային բնութագիծը`  ել­քա­յին հոսանքի և ելքային լար­ման միջև առնչությունն է, հաս­տա­տուն մուտքային լարման (հոսան­քի) դեպ­քում: Ընդհանուր բա­զա­­յով սխեմայում մուտքային բնութա­գիծը մուտ­­քային Iէ  հո­սան­քի  և  Uէ  լարման միջև  առնչությունն է հաստա­տուն Uկ լարման դեպքում (նկ.2.8,ա): Uկ = 0 դեպքում  կոլեկտորային  անց­ման հաս­տությունը d0 է, պոտեն­ցիա­լա­յին պատ­նեշն ունի φ0 ար­ժեքը: Կոլեկ­տորային շղթան չի ազդում էմիտերային անցման վրա և վերջինս աշ­խա­­­­տում է դիոդային ռեժիմում: Մուտքային բնութա­գիծն ունի դիոդի վոլտ ամպերային բնութագծի տեսքը: Uկ լար­ման բացասական արժե­ք­ների դեպքում կոլեկտորային անց­ման հաստությունը մեծանում է, հե­տևաբար բազայի հաստու­թյունը փոքրանում է: Այդ երևույթը կոչվում է բազայի մոդու­լացում (Էռլիի էֆեկտ): Արդյունքում նվազում է բազայի միջակայ­քում ռեկոմբինացվող խոռոչների թիվը, հետևաբար միևնուն էմիտեր-բազա լարման դեպ­­քում էմիտերային հոսանքն աճում է: Uկ=-5Վ արժեքից հետո կոլեկտորային լարման մեծու­թյունը շատ թույլ է ազդում բազայի հաստության վրա, և մուտ­քային բնութա­գծերը միախառնվում են: Այդ  պատճառով  երկրորդ  բնութագիծը բերվում  է լար­ման  Uկ - 5Վ դեպ­քում:

Ընդհանուր բազայով սխեմայում տրանզիստորի: Ելքային բնու­­­­թա­գիծը ելքային Iկ հոսան­քի և Uկ լարման միջև կապն է հաս­տա­տուն Iէ հո­սան­քի դեպքում (նկ.2.8,բ): Iէ = 0 և Uկ < 0 դեպքում կո­լեկ­տո­րային շը­ղ­թայով հոսում է Iկ0 հակառակ հոսանքը, որը փոքր է և  կախ­ված չէ կո­լեկտորային լարումից: Iէ >0 և Uկ = 0 դեպ­­­քում կո­լեկ­տո­րային հո­­սան­քը համեմատական է էմիտերային հո­սանքին: Iէ > 0 և Uկ<0 դեպ­քում Iկ հոսանքը կոլեկտորային լա­րումից համարյա չի փո­փոխ­վում: Uկ >0 դրական փոքր լարում­նե­րի դեպքում  կոլեկտորային անց­մանը կիրառ­ված է ուղիղ լարում,  հետևաբար այն բացվում է: Սկսվում է խոռոչների տեղաշարժը կո­­լեկտորից բազա: Այժմ կոլեկ­տորային անցումով բացի էմիտերային անցումից կոլեկտոր շարժվող խոռոչներով պայ­մա­նա­վոր­ված հոսանքից, հոսում է նաև կոլեկտո­րային անցումից բազա խո­ռոչ­ների տեղաշարժով պայմանավորված հոսանքը:Uկ դրա­կան լար­­ման մի որոշ արժեքից այդ երկու հոսանքները իրար փոխ­հա­տուցում են, և հո­սանքը կոլեկտրային շղթայով ընդ­հատ­­վում է: Uկ < 0 լարման որո­շա­կի արժեքի դեպ­քում կոլեկտո­րա­­յին ան­ցու­մում առաջանում է էլեկտրական ծակում, և կոլեկտորային հոսան­քը շատ արագ մեծանում է (բնութա­գծում պատ­կերված է կետա­­գծերով):

Տրանզիստորի մուտքային և ելքային բնութագծերը ընդհա­նուր էմիտերով միացման դեպքում պատկերված են նկ.2.9 - ում: Մուտքային բնութագիծը Uկէ = 0 դեպքում կրկնում է դիոդի վոլտ-ամպերային բնու­թա­­­գծի տեսքը: Uբէ լարման բացարձակ արժե­քով աճի դեպքում բա­զային Iբ հոսանքը փոփոխվում է էքսպոնեն­տա­յին օրենքով: Uբէ -ի որոշ արժեքից սկսած` Iբ - ն փոփոխվում է գծա­­յին օրենքով, ինչը պայմանա­վորված է բազայի փոքր ծավա­լային դիմադ­րու­թյամբ: Uկէ –ի փոքր բա­ցա­սական արժեքների  դեպ­քում  բնութագիծը  տեղափոխվում  է  դեպի աջ և մի քանի Վոլտ լարու­մից դրանք միախառնվում են Uկէ = - 5Վ դեպ­քում բնութա­գծի հետ:

Ելքային բնութագծերը ընդհա­նուր էմիտերով միացման դեպ­­քում, ի տարբերություն  ընդհա­նուր բազայով միացմանը, ունեն ավելի մեծ թե­քություն: Դա պայմանավորված է բազայի հո­սան­քի փոխանցման գոր­ծակցի վրա Uկէ լար­ման զգալի ազդե­ցու­­թյու­նից: Ելքային բնութա­գծերի վրա կարելի է առանձնացնել երեք տի­րույթ­ներ, որոնք բնորոշում են տրանզիստորի տարբեր աշխա­տան­­քային ռեժիմներ` հագեցման 1, ակ­տիվ 2 և կտրման 3: Հա­գեց­ման ռեժիմում տրանզիստորը հագենում է: Բազայի հո­սանքի հաստատուն արժեքի դեպքում կոլեկտորային հո­սանքը Uկէ-ի փո­փո­խությունից արագ աճում և հագենում է: Ակտիվ ռե­ժի­­մը տրան­զիստորի նորմալ աշխատանքային ռեժիմն է, երբ կոլեկ­տո­րային լարման փոփոխության ազդեցությունը հոսանքի վրա շատ փոքր է: Կտրման ռեժիմում տրանզիստորը փակ է:  

Երկբևեռ տրանզիստորի փոխարինման սխեմաները:

Տրան­­զիստորային սխեմաների ուսումնասիրման և հաշ­վար­կ­մա­ն ժա­մա­նակ անհրաժեշտ է տրանզիստորը փոխարինել իր համարժեք (փո­խարինման) սխեմայով: Նկատի ունենալով որ, երկբևեռ տրան­զիս­տորը երկու իրար հանդիպա­կաց միացված p-n ան­ցում­ներից  բաղկա­ցած և փոխադարձաբար մեկը մյուսի վրա ազդող սարք է, այն կարելի է ներկայացնել նկ.2.10 – ում պատկերված համարժեք սխե­մայով: Այդ սխեման անվանում են նաև տրանզիստորի Էբերս - Մոլի ֆիզիկական մոդել:   

Էբերս-Մոլի մոդելը բացահայտում է տրանզիստորի երկու ան­­ցում­ների հավասարազորությունը: Վերջինս ցայտուն կերպով դրսևորվում է երկու անցումներին ուղիղ լարումներ կիրառելիս:

Այդ ռեժիմում յուրաքանչյուր p-n անցում միաժամանակ բա­զայի միջակայք ներմուծում է լիցքակիրներ և ընդունում է մյուս անցու­մից ներ­­մուծված լիցքակիրները: Սխեմայում բազա ներ­մուծ­­վող հոսանք­ներն են I1, I2, ընդունվածները` α2I1 և α1I2: Հոսանքների ընդունված բա­ղադրիչները սխեմայում պատկերված են հոսանքի գեներատոր­նե­րով:

Նկ.2.10–ից մուտքային Iէ և ելքային Iկ հոսանքների համար կարող ենք գրել`

Վերջին հավասարումները կոչվում են Էբերս-Մոլի հավասա­րում­ներ և տրանզիստորի մաթեմատիկական մո­դելն են: Այս մո­դե­լը ոչ գծային է և օգտագործվում է տրանզիստո­րով անցնող մեծ հոսանք­ների ու կի­րառ­ված մեծ լարումների դեպ­քում:

Բազմաթիվ էլեկտրոնային սարքերում ազդանշանը բաղկ­ա­ցած է լարման ու հոսանքի  համեմատաբար մեծ հաստատուն և ավելի փոքր` փոփոխական բաղադրիչներից: Այդ դեպքերում ազ­դանշանի հաս­տա­տուն և փոփոխական բաղադրիչները ուսում­նա­սիրվում են առանձին - առանձին: Հաստատուն բաղադ­րի­չն ուսումնասիրվում է Էբերս-Մոլի մոդելի կիրառումով, իսկ փո­փո­­խական բաղադրիչը` տրանզիստորի փոքր ազդանշանային փո­խա­րի­ն­ման սխեմայի օգնությամբ:  Փոքր ազդանշանային փոխարինման սխեմաներից լայն կի­րառու­թյուն է գտել T-աձև սխեման: Ընդհանուր բա­զայով միացման դեպքում տրանզիստորի T-աձև փոխարինման սխե­­ման կազմելու նպատա­կով տան­­զիս­տորի բազայի միջակայքում վերցնենք  Բ1 կետը (նկ.2.11,ա):

Էմիտերի ելուստի և Բ1 կետի միջև էմի­տերային անցումն է, որն օժ­տ­­ված է rէ դի‎‎ֆերենցիալ դի­մադրու­թյամբ և Cէ դիֆուզիոն ունակու­թյամբ, իսկ կոլեկ­տորի ելուս­տի և Բ1 կետի միջև կոլեկտո­րային ան­ցումը` rկ դի‎‎ֆե­րեն­ցիալ դիմադ­րու­թյամբ և Cկ դրեյ‎­­ֆային ունա­կությամբ: Բա­զայի ելուս­տի և Բ1 կետի միջև առկա է բազայի rբ ծավալային և դի‎­­ֆուզիոն դիմա­դ­­րու­թյունը: Հոսանքի փոխան­ցումը էմիտերից կոլեկ­տո­րին սխեմայում պատկեր­վում է αIէ հո­սանքի գեներատո­րով (նկ.2.11,բ): Էմի­տե­րային անցումը ակտիվ աշխատանքային ռեժիմում բաց է: Այդ պատ­­ճառով rէ դիմադրու­թյունը շատ փոքր է: Cէ ունակությունը պիկո­ֆարադ­ների կարգի մեծու­թյուն է, հետևաբար Cէ -ի 1/ωCէ դիմադ­րությունը շատ մեծ է rէ դիմադ­րությունից, և Cէ-ի ազդե­ցու­թյունը սխեմայի աշխատան­քի վրա կարող ենք անտեսել (սխեմայում այն պատկերված է կետա­գծե­րով և հետա­գայում կանտեսվի): Կոլեկտորային ան­ցումը փակ  է: rկ դի‎‎ֆե­րեն­ցիալ դիմադ­րու­թյունը շատ մեծ է: Cկ-ի 1/ ωCկ դիմադրու­թյու­նը նույն կարգի մեծություն է  rկ - ի համեմատ, ուստի Cկ - ով  փո­խա­րինման  սխե­մայում անտե­սել չենք կարող:

Տրանզիստորի փոխարինման սխեմաներն ընդհանուր էմի­տե­րով և ընդհանուր կոլեկտորով միացումների դեպքում` կստա­նանք ընդհա­նուր բազայով  միացման սխեմայում` տեղափոխելով  ելուստների  տե­ղե­րը (նկ.2.12գ,դ): Այդ սխեմաներում մուտքային հոսանքը Iբ բազային հո­սանքն է, հետևաբար, փոխարինման սխե­մայում հոսանքի գեներա­տորը կլինի βIբ, որտեղ β = Iկ / Iբ մե­ծու­թյունը կոչվում է ընդհանուր էմիտերով միացման սխեմայում բա­զային հոսանքի ուժեղացման գործակից: β գոր­ծակիցը ար­տա­­հայ­տենք α –ով:

Եթե հաշվի առնենք, որ α < 1, ապա կստանանք β >> 1: α – ն β - ի միջոցով կարտահատվի հետևյալ տեսքով`

Ընդհանուր էմիտերով և ընդհանուր կոլեկտորով միացման դեպ­քում փոխարինման սխեմաներում փոփոխվում են Cկ-ն` Cկէ -ով և rկ –ն`  rկէ - ով: Ընդ որում

Տրանզիստորը որպես ակտիվ քառաբևեռ: Փոքր սինու­սոի­դա­յին ազդանշանների դեպքում տրանզիս­տորը կարող է դիտար­կ­վել որպես ակտիվ գծային քառաբևեռ (նկ.2.13,ա): Տրան­զիս­տորի հատ­կա­նիշները որպես քառաբևեռ նկա­րագրելու համար մեծ մասամբ օգտա­գործումեն քառաբևեռի հա­վասարումները h պարամետրերի միջոցով:

Ընդունելով որպես անկախ փոփոխա­կաններ մուտքային հոսանքը և ելքային լարումը, իսկ որպես կախված` մուտքային լարումը և ել­քային հոսան­քը, քառա­բևե­ռի հավասարումները կընդունեն հետևյալ տեսքը`   

Քառաբևեռի մուտքում  պարապ  ընթացքի (I1 = 0)  և  ելքում  կարճ միաց­ման (U2 = 0)  դեպքերում կստանանք`

h11–ը և h21–ը կոչվում են տրանզիստորի մուտքային դիմադ­րու­թյուն և հոսան­քի ուժեղացման գործակից ելքում կարճ միաց­ման դեպքում, իսկ h12–ը և h22–ը` լարման հետադարձ կապի գոր­ծա­­կից և ելքային հաղորդականություն` մուտքում պարապ ընթացքի դեպքում:

Տրանզիստորի փոխարինման սխեման համաձայն (2.15) - ի կու­նե­նանք. 2.13 ,բ – ում բերված տեսքը:

Համեմատելով տրանզիստորի ֆիզիկական α, β և քառա­բևե­ռի h21 պարա­մետ­րերի հավասարումները ընդհանուր բազայով և ընդհանուր էմիտերով միացման դեպքերում` կստանանք

h21բ - ն և  h21է - ն կոչվում են տրանզիստորի ընդհանուր բազա­յով և ընդհանուր  էմիտերով  միաց­ման  դեպքերում  հոսանքի  ուժե­ղաց­ման գործակից:

>>

 

2.3.2.  Դաշտային տրանզիստորներ

Դաշտային տրանզիստորը կիսահաղորդիչային սարք է, ուր հո­սան­­­քը պայմանավորնած է հիմնական լից­­քա­կիր­ների դրեյ­ֆով և կա­ռա­­վարվում է էլեկտրական դաշտով: Դաշտային տրան­զիստորը կոչվում է նաև միաբևեռ տրանզիստոր, քանի որ դրա­նով հոսանքը պայ­մա­նա­վորված է միայն հիմնական լիցքա­կիրնե­րով` էլեկտրոններով կամ խո­ռոչ­ներով:

Դաշտային տրանզիստորները բաժանվում են երկու խմբի` p–n ան­ցումով կառավարումով և մեկուսացված փականով տրան­­­­զիս­տոր­ներ:

p–n անցումով կառավարումով դաշտային տրանզիստորներ:

p – n անցումով  կառավարումով  դաշտային  տրանզիստորների սկզբուն­­­քային սխեման բերված է նկ.2.14,ա-ում: Հոսքուղին էլեկ­տ­րո­նային n էլեկտրահաղորդականության կիսահաղորդիչ է, որի ար­տա­քին մասում ձևավորված է p կիսահաղորդիչային շերտ (տրան­­­­զիս­տո­րն ունի գլանային կառուցվածք):

Հոսքուղու և p շեր­­տի միջև առաջանում է p-n անցում: Հոսքուղուց դուրս են բեր­ված մետաղյա ելուստներ: Ելուստը, որով հոսքուղի են անց­նում լիցքակիր­ները  կոչվում է ակունք (Ա), իսկ ելուստը, որից դրանք դուրս են գա­լիս` ըմպիչ (Ը): p շերտից նույնպես դուրս է բերված ելուստ, որը կոչ­վում է փական (Փ): Արտաքին լա­րում­ների բացակայության դեպ­քում p-n անցումը և հոսքուղին ունեն որո­շակի ծավալ­ներ: Հոսքուղին օժտված է որոշակի էլեկտրա­հա­ղոր­դա­կանու­թ­յամբ:

Հոսքուղին կարող է ունենալ նաև p հաղորդականություն: Այդ դեպ­քում  արտաքին  շերտն  ունի n  հաղորդականություն: 

Նկ.2.14, բ,գ -ում պատ­կեր­ված են n և p հոսքուղիով դաշտային տրան­զիս­տոր­նե­րի պայ­մանական նշանակումները:

Տրանզիստորի ակունք - ըմպիչ և ակունք - փական ելուստ­­ների միջև միացվում են Uըա և Uփա լարման աղբյուր­ները:    

Նկ.2.15,ա-ում լարում կիրառ­ված է միայն ակունք և փական ելու­ստ­­­նե­րի  մի­ջև  (Uփա < 0, Uըա = 0): Այդ դեպ­­քում Uփա լարման փոփո­խու­­թյու­նը բե­­րում է հոս­քուղու ամ­բողջ  երկարությամբ p - n անցման, հե­տևա­­­­բար`  հոսքուղու կտրված­քի հավա­սա­­րաչափ փոփոխու­թյան, սա­­կայն հոս­քուղիով հոսան­քը բացա­կայում է, քանի որ       Uըա = 0 (հոս­­­քու­ղին Uփա = 0 դեպքում պատ­­կեր­­ված է կետագծերով):

Նկ.2.15,բ-ում պատ­կեր­­ված է հոս­քուղու կտրված­­քի փոփո­խու­թյու­նը միայն Uըա լարման  (Uփա = 0, Uըա >0) ազ­դե­ցությունից: Հոս­քուղով հոսում է Iը հոսանքը, որն առաջացնում է ըմպիչի ուղ­ղությամբ աճող լարման անկում: Քանի որ ակունք - ըմպիչ միջա­­կայքում լարումը Uըա  է, հոսքուղու եր­կա­րու­թյամբ տար­­բեր կետերում պոտենցիալները տարբեր են և աճում են հոս­քուղու ուղղությամբ 0-ից մինչև Uըա: p միջակայքի կետե­րի պո­տենցիալները ակունքի նկատմամբ որոշ­վում են փականի պոտենցիալով և տվյալ դեպքում հավասար են զրոյի: Այդ պատ­ճառով p-n անցմանը կիրառված հակառակ լա­րումը ակունքից ըմպիչ ուղղությամբ աճում է:  Արդյունքում  ըմպիչի  ուղղությամբ p-n անցումը լայնանում է, իսկ հոսքուղու կտրվածքը` փոք­րանում: Uըա լարման մեծացումը բե­րում է հոս­քու­ղում լարման անկման ավելի մեծացման և կտրվածքի ավելի փոքրացման: Uըա լարման որոշակի արժեքից p-n անցման սահ­ման­ները հատվում են և հոսքուղու դի­մադ­րությունը կտրուկ աճում է: Հոսքուղով Iը հոսանքն ընդհատվում է:

Նկ.2.15,գ-ում պատկերված է հոս­քուղու կտրվածքի փոփո­խու­թյու­նը Uփա և Uըա լարումերի համատեղ ազդեցության դեպ­քում: Հոս­քուղին պատկերված է p-n անցման սահմանների հատ­ման դեպքում, երբ հոսքուղիով հոսանքն ընդհատվում է:

Մեծ մասամբ Uըա լարումը հաստատուն է, և Iը հոսանքը կա­ռա­վար­­վում է Uփա - ի փոփոխումով: Այդ դեպքում Uփա=0 դեպ­քում հոս­քուղին ունի որո­շակի էլեկտրահաղորդակա­նու­թյուն, և հոս­քուղով հո­սում է Iը0 սկզբնական հոսանքը (նկ.2.15ա): Uփա<0  լա­րումների դեպ­քում, երբ փա­­­կանին կիրառվում է ակունքի նկատ­մամբ բացասկան պոտենցիալ, p-n անցման հաստությունը մեծա­նում է, հետևաբար հոս­քուղու հատույթը փոքրանում է: Փոք­րա­նում են հոսքուղու էլեկ­տրա­հա­ղոր­դակա­նու­թյունը և  դրանով հո­սող ըմպի­չային հոսանքը: Uփա -ի մի որոշ արժեքի դեպքում p-n անցման սահմանները հատվում են, և  ըմպի­չային հոսան­քն ընդ­հատվում է: Uփա-ի ար­ժեքը, որի դեպքում ըմ­պի­չային հո­սանքն ընդհատ­վում է, կոչ­վում է կտրման լարում (Uկտր.):                           

Uփա >0-ի դեպքում p-n անցումը աշխատում է ուղիղ լա­րու­մով, և ան­ցման հաստությունը փոքրանում է: Արդյունքում հոս­քուղու հատույ­թը` և ըմպիչային հոսանքը մեծանում են: p-n անց­ման դիմադրու­թյունը, հետևաբար և տրան­զիստորի մուտ­­քային դիմադրու­թյունը փոքրանում են: Վերանում է դաշտային տրանզիստորի հիմնա­կան դրական հատ­կա­նիշը` մեծ մուտ­քա­յին դիմադրությունը: Այդ պատ­ճառով այս տրանզիստոր­ները կա­ռավարվում են միայն բա­­ցասկան լարում­ով: 

Նույն սկզբունքով աշխատում է p հոսքուղով տրանզիստորը: Այս տրանզիստորներում հիմնական լիցքակիրը խոռոչներն են: Ըմպիչին ակունքի նկատմամբ կիրառվում է բացասական  իսկ փականին` դրա­կան  պոտենցիալ (Uըա < 0, Uփա > 0):

p-n անցումով կառավարվող տրանզիստորների բնութա­գծե­րը: p - n անցումով կառավարվող տրանզիստորների բնութա­գծե­րը երկուսն են` փոխանցման բնութագիծ և ելքային բնու­թագիծ (մուտ­քային բնութագիծը կիրառական նշանակություն չունի, այդ պատճառով չի դիտարկվում):

 Փոխանցման բնութագիծը ըմպի­չային հոսանքի առնչութ­յունն է փական-ակունք լարումից հաս­տատուն ըմպիչ - ակունք լարման դեպ­քում: n հոսքուղիով տրանզիստորների փոխանց­ման բնութագծերը բեր­ված են նկ.2.16,ա-ում:

Ելքային բնութագիծը ըմպիչային հոսանքի և ըմպիչ-ակունք լար­ման միջև առնչությունն է հաստատուն փական - ակունք լար­ման դեպ­քում: n հոսքուղով տրանզիստորի  ելքային բնութա­գծե­րի ընտանիքը պատկերված է նկ.2.16,բ-ում: Բնութագծերի սկըզ­բ­­նա­­մա­սում Uփա լար­ման փոփոխությունից թեքությունը փոփոխ­վում է (երկբևեռ տրան­զիս­տորի դեպքում այն մնում է հաստա­տուն):

p-n անցումով կառավարվող տրանզիստորի փոխա­րին­ման սխե­­ման ընդհանուր ակունքով միացման դեպքում բերված է նկ.2.17–ում: Փական ակունք և փական ըմ­պիչ ելուստների միջև p-n անցումներ են, որոնք ունեն Rփա, Rփը դիֆերենցիալ դիմադ­րու­թ­յուն­ները և Cփա, Cփը  ունակությունները: Հոսքուղով հոսանքի փո­խան­ցումը ըմպիչին ցույց է տրվում sUփա հոսանքի գեներա­տո­րով, որտեղ s – ը` փոխանց­ման բնու­­թագծի թեքութ­յունն է:  ri – ն հոսքուղու դիմադրությունն է, Cըա -ն` ըմ­պիչ և ակունք ելուստ­նե­րի միջև ունակությունն է:

Փոխարին­ման սխեման ընդհանուր ըմպիչով միացման դեպ­քում ստացվում է ըմպիչի և ակունքի ելուստների տեղափոխու­մով:

Մեկուսացված փականով դաշտային տրանզիստորներ:

Մեկուսացված փականով դաշտային տրանզիստոր­նե­րում,  ի տար­բերություն p-n անցումով կառավարվող դաշտային տրան­զիստորների, մետաղյա փականի և կիսահաղորդիչային հոս­քուղու միջև կա մեկուսիչ շերտ, որի է պատճառով, դրանք կոչվում են մետաղ-մեկուսիչ-կիսա­հա­ղորդիչ (ՄՄԿ, МДП) տրան­զիստորներ: Որոշ տրանզիստորներում մե­­կուսիչ շերտը սիլի­ցիումի երկօք­սիդ է: Դրանք կոչվում են  մետաղ-օքսիդ-կիսա­հա­ղորդիչ ՄՕԿ (МОП) տրանզիստորներ: Արտադրվում են  երկու տե­սակ մեկուսացված հոսքուղով դաշտային տրանզիստորներ` ներստեղծված հոս­քու­­ղով և ինդուկտված հոսքուղով: Ներ­ստեղծ­ված հոս­քուղով տրանզիստորի պատրաստման ընթաց­քում ակունքի և ըմպի­չի միջև ստեղծված է n կամ p հաղոր­դա­կա­նու­­թ­յան հոսքուղի: Ինդուկտված հոսքու­ղով տրանզիստոր­ներում պատրաստման ժամա­նակ հոս­քուղին բացակայում է, և այն ինդուկտվում է փական-ակունք ելուստ­ների միջև որոշակի բևեռականության լարման կիրառման դեպքում:

Ներստեղծված n հոսքուղով տրանզիստորի սկզբունքային կա­ռուց­վածքը բերված է նկ.2.18,ա-ում: Տրանզիստորի ակունքը և ըմ­պիչը խառնուրդներով հարուստ n+ էլեկտրահաղորդակա­նու­թյան կիսահա­ղորդիչ­ներ են պատրաստված խոռոչային p կիսահաղորդչային թիթե­­ղում, որը կոչվում է տակդիր: Ակունքի և ըմպիչի միջև ստեղծված է n հոսքուղին, որը օժտված է էլեկտրոնային էլեկտրահա­ղոր­դա­կանու­թյամբ: Տրանզիստորի փականի և  ակունքի միջև լարման բացա­կայու­թյան (Uփա=0), և ընպիչի ու ակուն­­քի միջև Uըա լարման առկայության դեպքում հոսքուղով հոսում է տրան­­զիստորի սկզբնական Iը0 հոսանքը (նկ.2.18,ա): Uփա ≠ 0, Uըա ≠ 0 դեպ­քում, երբ փականին ակունքի նկատ­մաբ կիրառվում է բա­ցասկան պոտեն­ցիալ, Uփա լարման էլեկտրական դաշտի ազդեցու­թյան տակ հոս­­քուղուց էլեկտրոնները վանվում են դե­պի տակ­դիր: Էլեկտրոն­նե­րի քանակը հոսքուղում նվազում է, հետևա­բար փոքրանում է հոսքուղու ծավալը      (նկ.2.19,բ-ում պատկերված է կետա­գծերով), և դրանով հոսող հոսանքի մեծու­թյունը:     Uփա -ի որոշա­կիարժե­քի դեպ­քում (Uփակ) հոս­քու­ղին լրիվ վերանում է, և ըմպի­չա­յին հոսան­քն ընդհատվում է:

Փակա­նին դրական պոտենցիալի կի­րառ­ման դեպքում էլեկ­տ­րա­կան դաշտի ուղղությունը փոխվում է: Այժմ էլեկտրոնները տակ­դիրից ձգվում են դեպի հոսքուղի: Հոսքուղում էլեկտ­րոն­նե­­րի քանակն աճում է, հետևաբար աճում է նաև ըմպի­չային հոսանքը:

Ինդուկտված n հոսքուղով տրնզիստորի սկզբունքային սխե­­ման պատկերված է նկ.2.20,ա-ում: Այն տարբերվում է ներստեղ­ծ­ված հոս­քու­ղով տրանզիստորից միայն նրանով, որ պատրաստման ժա­մա­նակ ակունքի և ըմպիչի միջև հոսքուղի չի ստեղծվում:

Նկ.2.20,բ-ում բերված են n և p հոսքուղով տրանզիստորների պայ­մանա­կան նշանակումները և լարումների միացման սխեմա­ները:

Uփա = 0, Uըա ≠ 0 դեպքում տրանզիստորում հոսքուղին բա­ցա­կայում է, հետևա­բար ըմպիչային հոսանքը  նույնպես բա­ցա­կա­յում է:

Uփա ≠ 0, Uըա ≠ 0 դեպքում, երբ փականին ակունքի նկատ­­­­մաբ կիրառվում է դրական պոտենցիալ, Uփա լարման էլեկ­տ­­­րա­կան դաշտի ազդե­ցու­թյան տակ տակդիրի վերին շերտից խո­­ռոչ­ները  վանվում  են  դեպի  խորքը,  իսկ  Էլեկտրոնները ­ձգվում են դեպի վերին շերտը: 

Uփա լարման մի որո­շակի արժե­քից այդ շեր­տում Էլեկտրոնների քա­նակը այնքան է մեծանում, որ ակունքի և ըմպիչի միջև առա­ջանում է էլեկտրո­նային հոսքուղի   (նկ.2.20,ա-ում այն պատկերված է կետա­գծե­րով), որով հոսում է ըմպիչային հոսանք: Այդ հոսքու­ղին կոչվում է ինդուկտված հոս­քուղի: Uփա լարումը, որից առաջա­նում է հոսքուղին կոչվում է շեմային լարում (Uփաշ): Երբ ակունքի նկատմամբ փականին կիրառ­վում է բացասական պո­տենցիալ, էլեկտրա­կան դաշտի ազդեցու­թյան տակ տակդիրի վերին շերտից Էլեկտրոնները վան­վում են դեպի խորքը, իսկ խո­ռոչ­ները ձգվում են դեպի վերին շերտը: Ակունքի և ըմպիչի միջև n հոսքուղի չի առա­ջա­նում, և ըմպիչային հոսանքը բացակայում է:

p ներստեղծված և ինդուկտված հոսքուղիներով տրան­զիս­տոր­նե­րի հոսքուղիներում հիմնա­կան լից­քակիրները խո­ռոչ­ներն են, ուստի դրանց նորմալ աշխա­տան­քը ապահովվում է Uփա և Uըա լա­րումների n հոսքուղու նկատմամբ հակառակ բևեռականություն­­նե­րով միաց­ման դեպ­քում (նկ.2.21, ա,բ):

 >>

 

2.3.3. Մեկուսացված փականով երկբևեռ տրանզիստորներ

Մեկուսացված փականով երկբևեռ տրանզիստորը (ՄՓԵՏ) մուտ­­քա­յին դաշտային և ելքային երկբևեռ տրանզիստո­րներով զու­­գոր­դ­ված կիսահաղորդիչային սարք է: ՄՓԵՏ բազմաթիվ տրան­­­­­զիս­­տոր­­նե­րից առա­­վել մեծ կիրառություն են գտել IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) սարքերը, որոնք օժտված են դաշ­տային տրանզիստոր­նե­րի և երկբևեռ տրանզիստորների դրա­կան հատ­կանիշներով` մեծ մուտքային դիմադ­րությամբ և մեծ ելքա­յին հզորությամբ:   

Մեկուսացված փականով ուղղաձիգ հոսքուղով դաշտային տրան­զիստորների պատրաստման ժամանակ ձևավորվում է նաև երկ­բևեռ տրանզիստոր: Այդ տրանզիստորների կառուցվածքային սխե­­ման պատ­­կերված է նկ.2.22,ա–ում:  Այն բաղկացած է VT1 մեկու­սացված փակա­նով դաշտային և T1 երկբևեռ տրանզիս­տոր­ներից: R1-ը VT1-ի հոս­քուղու հաջորդական դիմադրու­թյունն է, R2-ը` T1-ի բազա-էմիտեր շղթային շունտող դի­մադ­րու­թյունը: Վեր­ջինիս շնորհիվ T1-ը փակ է և VT1-ի աշխա­տան­քի վրա էա­կան ազդեցություն չի գործում: Տրան­զիստորի ելքա­յին բնու­թագծերը բերված է նկ.2.22, բ-ում: Դրանք բնո­րոշ­վում են s  թե­քու­­թ­յամբ և R1 դիմադրությամբ:

Մեկուսացված փականով ուղղաձիգ հոսքուղով դաշտային տրան­­զիստորների բնութագծի թեքությունը փոքր է: Բնութագծի թեքու­թյունը մեծացված է IGBT տրանզիստորում, որտեղ դի­տարկ­ված   տրանզիս­տորի կառուց­ված­քում ավելացված է ևս մեկ p-n ան­ցում (նկ.2.23,ա): Արդյունքում ձևավորվում է լրացուցիչ T2 (p-n-p) տրանզիստորը: T1 և T2 տրան­զիստորներով գործում է ներ­քին դրա­կան հետադարձ կապ բազա-կոլեկտոր շղթաներով: T2-ի կոլեկտորային Iկ2 հո­սանքն ազդում է T1-ի բազային հոսան­քի վրա, իսկ T1-ի կոլեկ­տորային Iկ1 հոսանքը` T2-ի բա­զա­ին հո­սան­­քի վրա: Ընդունելով, որ T1-ի և T2-ի էմիտերային հո­սանքների փո­խան­ց­ման գործակիցներն են α1 և α2,  կարող ենք գրել`                                             

Վերջին հավասարումից պարզ ձևափոխումներով ըմպիչային հո­սանքի համար կստանանք`                     

Հաշվի առնելով, որ Iը = sUփա = sUփէ  կստանանք` 

որտեղ Տէ = Տ / (1- α1 - α2) = Տ / [1- (α1 + α2)] – ը  IGBT տրանզիստորի  համարժեք թեքությունն է: α12 = 1 դեպքում  Տէ >>Տ, իսկ դա նշանա­կում է, որ IGBT տրան­զիստորի թեքությունը զգալիորեն գերազանցում է  մեկու­սացված փականով ուղղաձիգ հոսքուղով դաշտային տրան­զիս­­տորի թե­քությունը: α1 և α2 մեծությունները կարգավորվում են R1 և R2 դի­մադ­րությունների ընտրումով, տրանզիստորների պատ­րաս­տ­ման ժա­մա­նակ:

Բացի մեծ թեքությունից, IGBT տրանզիս­տորը, ի տարբերութ­յուն մե­կու­­սացված փականով ուղղաձիգ հոսքուղով դաշտային տրանզիս­տորի, բաց վիճակում օժտված է ավելի փոքր դիմադ­րու­թյամբ, հե­տևաբար` վերջինիս վրա ավելի փոքր լարման անկումով: Դա բացա­տր­վում է նրա­նով, որ R2 –ը շունտվում է  T1, T2 տրանզիս­տոր­նե­րի բաց հա­գեց­­ված վիճակի փոքր դիմադ­րու­թյուն­ներով:

Նկ.2.23,բ-ում բերված է IGBT տրանզիստորի ելքային բնու­թա­­գիծը իսկ գ-ում` պայմանական նշա­նակումը: 

IGBT տրանզիստորները մի փոքր զիջում են դաշտային տրան­զիստորներին արագագործությամբ, բայց զգալի չափով գերա­զան­ցում են երկբեռ տրանզիստորներին: Մեծ մասամբ IGBT տրան­­­զիս­տոր­ների միացման և անջատման ժամանակը չի գերազանցում 0,5….1,0 մկվ արժեքը:

>>

 

2.4.Տիրիստորներ

Տիրիստորները երկու կայուն վիճակներով օժտված և երեք կամ ավելի p-n անցումներ պարունակող կիսահաղորդչային սար­­­­­­­­քեր են, որոնք օգտագործվում են որպես ոչ հպակային էլեկ­տ­րո­նային բա­նա­լի­ներ: Կայուն վիճակներից մեկում տիրիստորի էլեկտրա­հա­ղորդա­կա­նու­թյունը փոքր է (տիրիստորը փակ է), իսկ երկրորդ կայուն վիճակում` մեծ  (տիրիստորը բաց է): Տիրիս­տորի փակ վիճակից բաց վիճակին փոխանջատումը իրա­կա­նացվում է ար­տաքին ազդանշանով ` լարումով (հո­սանքով) կամ լույսով (Ֆո­տո­­տիրիս­տորներ): Տարբերում են դիո­դային (չկառա­վար­վող) և տրիո­­դա­յին (կառավարվող) տիրիստորներ: Դիո­դային տիրիս­տո­րը անվանում են դի­նիս­­տոր, իսկ տրիոդայինը` տրինիս­տոր: Դինիստորի փակ վիճակից բաց վիճակին անցումը (միացումը) տեղի է ունենում անոդի և կատոդի միջև կիրառված լար­ման որո­շակի արժեքից, որը կոչվում է միացման լարում, իսկ բաց վի­ճա­կից փակ վիճակին անցումը` (անջատումը) անոդ-կատոդ լարման բևե­ռակա­նու­թյան փոփոխմամբ: Տրինիստոր­նե­րում մի վիճակից մյու­սին անցում իրականացվում է երրորդ` կառավարող ելուստի (ԿԵ) միջոցով: Կառա­վարող ելուստի միջոցով կարող է իրականացվել տրինիս­տո­րի միայն բացում կամ էլ` բացում և փակում: Համապատասխանաբար տրինիս­տոր­ներն էլ կոչվում են չփակվող և փակվող տրինիստորներ: Չփակվող տրինիստորներում բացումը իրականացվում է կառա­վա­րող ելուստին կատոդի նկատմամբ դրական իմպուլսի կիրառու­մով, իսկ փակումը, ինչպես և դինիստորում` անոդ-կատոդ լար­­ման բևեռականու­թյան փո­փո­խումով: Փակվող տրինիստոր­նե­րում բացումը կատարվում է կառա­վարող ելուստին կատոդի նկատմամբ դրական, իսկ փակումը` բացա­սական իմպուլսի կիրառումով:

Ֆոտոտրինիստոր­նե­րում բացումը իրականացվում է լուսա­յին իմ­պուլսի կիրառումով:

Թվարկված տիրիստորները օժտված են միակողմանի էլեկտրահաղորդականությամբ: Երկկողմանի էլեկտրահա­ղոր­դա­կա­նությամբ  օժ­տ­ված են սիմետրիկ տիրիստորները (սիմիստոր­նե­րը), որոնք իրա­կանաց­նում  են երկու իրար զուգահեռ և հան­դի­պա­կաց միաց­ված միա­կող­մանի էլեկտրահա­ղոր­դա­կանությամբ տրինիստոր­նե­րի գոր­ծա­ռույթը:

Դինիստորի կառուցվածքային սխեման բերված է նկ.2.24,ա-ում: Դինիստորը քառաշերտ p1-n1-p2-n2 կառուցվածքով և երկու ելուս­տ­­նե­րով սարք է: Ելուստներից մեկը կոչվում է անոդ (Ա), մյու­սը` կատոդ (Կ): Անոդի և կատոդի միջև միացվում են  Rբ բեռը և E լա­րու­մը` ուղիղ (անո­դին դրական, կատոդին բացասական) կամ հա­կա­ռակ (անոդին բացա­սական, կատոդին դրական) բևեռա­կա­նու­­­թ­յամբ: Դինիստորը բաղկա­ցած է երեք p-n անցում­նե­րից` p1-n1, n1-p2, p2-n2: Այն կարող է դի­տար­­կ­վել որպես երկու տրանզիստորներից` T1 (p1-n1-p2) և T2 (n1-p2-n2) բաղ­կացած սարք, որոնք ունեն ընդհանուր n1-p2 անցում (նկ.2.24, բ,գ):

Դինիստորին ուղիղ լարման կիրառման դեպքում T1,T2 տրան­զիս­տոր­­ների p1-n1 և p2-n2 անցումներին կիրառված են ուղիղ լա­րում­ներ, անցումները  բաց  են  և    էմիտերային  անցում­ներ են: n1 - p2 անցմանը էմիտերային անցումներով կի­րառ­վում է հակա­ռակ լարում,  այն փակ է և ծառայում  է  երկու տրան­զիստոր­նե­­րի համար որպես ընդ­հանուր կո­լեկ­­տորային ան­ցում:

Տրան­զիս­տոր­ներն աշխատում են ուժեղացման ռեժիմում: Կոլեկ­տո­րա­յին անցումով հո­սում են երկու հոսանքներ` T1 տրանզիս­տո­րի Iկ1= α1Iէ1 + I1կ0 և T2 - ի Iկ2 = α2Iէ2 + I2կ0 կոլեկտո­րային հո­սանք­ները, որտեղ α1, α2 -ը  T1-ի և T2-ի էմիտերային հոսանքները կոլեկտորին փոխանցման գործակիցներն են, իսկ I1կ0, I2կ0-ն տրանզիստոր­նե­րի կոլեկտորային հակառակ ուղղության դրեյ­ֆային հոսանքներն են: T1-ի կոլեկտորային Iկ1 հոսանքը հան­դիսանում է T2-ի բազա­յին Iբ2 հոսանքը, իսկ T2-ի կոլեկ­տորային  Iկ2 հոսանքը` T1-ի բազային Iբ1 հոսանքը: Նշա­նա­կում է T1, T2 տրանզիստորների բազա - կոլեկ­տոր շղթա­ներով ստեղծ­­ված է դրական հետադարձ կապ, որի շնոր­հիվ կոլեկտորային հոսանքի ցանկացած փոփոխություն բե­րում է այդ հոսանքի հեղեղաձև փոփոխության:

Դինիս­տորի n1 - p2 անցումով հո­սող հո­սան­քը կլինի`

որտեղ Iկ0= I1կ0 + I2կ0:

Հաշվի առնելով, որ դինիստորի բոլոր հարթություններով հո­սում է      I=Iէ1=Iէ2=Iա=Iկատ.   նույն հոսանքը, վերջին հավասարումից կստա­­նանք`

α1, αգոր­ծա­կիցները դինիստորով հոսող հոսանքի մեծու­թ­յու­նից կախ­ված փոփոխվում են (նկ.2.25,ա) որոշակի առնչու­թյուն­ներով (դա ապահովվում է դինիստորի պատրաստման ժա­մա­նակ):

 Դինիստորի վոլտ-ամպերային բնութագիծը բերված է նկ.2.25,բ-ում: Անոդային Uա դրական լարման փոքր արժեքների դեպքում T1,T2 տրանզիստորների էմիտերային անցումները դեռևս փակ են (α12) ≈ 0, և համաձայն  (2.19)  հա­վա­սար­ման` դինիստորով հո­սում է Iա = Iկ0 փոքր հոսանքը(0 - բ միջակայք): Uա լար­ման մե­ծացումից էմիտերային անցում­ներն սկսում են բացվել: Դինիս­տո­րով հոսանքը մեծա­նում է, որի արդյուն­քում  մեծանում է αգոր­­ծակիցը: Դա բերում է T2-ի կոլեկ­տո­րային,  T1-ի բա­զային հո­սանք­ների (Iկ22Iէ2=Iբ1) և αգործակցի աճի: Iբ1-ի մեծացումից մե­ծա­նում է նաև  Iկ11Iէ1=Iբ2 հոսանքը, որը իր հերթին էլ ավելի է մե­ծաց­նում Iկ2 =Iբ1 հոսանքը (բ-գ միջակայք): Uա=Uմ լարման դեպքում  α1գործակիցները, և արդյունքում Iկ2, Iկ1 հոսանքները արագ աճում են: Այդ պահից (α12) ≈ 1, և ինչպես երևում է ( 2.19) հա­վա­սար­ումից,   Դինիստորով հոսանքը հե­ղե­ղաձև աճում է: Նման արագ աճը պայ­մանավորված է նրանով, որ  Uա լարման մե­ծա­­ցումից էլ ավելի են բացվում  T1, T2-ի էմի­տե­րա­յին անցումները: p1-ից p2 հոսող խո­ռոչ­ների և n2-ից n1 հոսող էլեկտրոնների քա­նա­կը աճում է: Ար­դյուն­քում փոքրանում է կո­լեկ­տորային անցման պոտեն­ցիալային պատ­նեշը, և հոսանքը աճում է: Լարումը ­կոլեկտորային անցման վրա նվազում է (գ-դ մի­ջակայք): Խոռոչների քանակի աճը  p2-ում և էլեկտրոնների քա­­­­նա­կի աճը n1-ում  էլ ավելի են բացում էմիտե­րային անցում­ները: Կոլեկ­տորային հոսանքը ավելի է մեծանում: Հետադարձ կա­պի շնորհիվ  նկարագրված պրոցես­ները շարունակվում են այն­քան ժամա­նակ, մինչև որ կոլեկ­տո­րային անցման վրա լար­ման բևեռակա­նությունը փոխվում է ուղիղ լարման, և այն բաց­վում է: Այդ պահից դի­նիստորի երեք p - n անցումները բաց են և հագեցված: Դինիս­տորը միացված է: Անոդ - կատոդ դիմադրու­թ­յունը շատ փոքր է, և դրանով հոսող հոսանքը շատ մեծ (դ - ե միջա­կայք):

Դինիստորի անոդի և կատոդի միջև լա­րումը որոշվում է երեք ան­ցում­­­նե­րի վրա գումարային լարման անկումով`

Կոլեկտորային  անցման  փակ  վիճակում,  երբ  Uա < Uփ,  ունենք U(n1 - p2) > 0: Uա≥Uփ  լար­ման դեպքում, երբ կոլեկտորային ան­ցու­մը բացվում է, U(n1 - p2) < 0: Արդյունքում դինիստորով հոսանքը մեծա­նում է, իսկ լարման անկումը դինիստորի վրա փոքրանում է (բա­ցասկան դիմադրության միջակայք):

Դինիստորով հոսող հոսանքի մեծությունը բաց վիճակում սահ­մա­նափակ­վում է արտաքին Rբ դիմադ­րությամբ: Uա=Uփ լա­­րումը, որի դեպքում դինիստորը փոխանջատվում է փակ վի­ճա­­կից բաց վի­ճակի, կոչվում է դինիստորի միացման լարում (գ կետը նկ.2.25, բ-ում): Rբ-ի ընտրումով ապահովվում է դինիս­տորի աշ­խա­­տանքային կետը վոլտ-ամպերային բնու­թա­գծի վրա: Նկ.2.25,ա-ից) համաձայն ԿիրխհոՖի երկ­րորդ օրենքի ու­նենք` E = Uա + IաRբ: Այդ հավասարման լուծումը որոշ­վում է դի­նիստորի վոլտամպերային բնութագծի և բեռնավորման գծի հատ­­ման կե­տով: Բեռնավորման գիծ կոչվում է Iա = (E-Uա) /Rբ գիծը, որը կա­ռուցվում է Uա = 0, Iա = E /Rբ և Iա = 0, Uա = E կետերով: Դի­նի­ս­տո­րի աշխատանքային կետը կլինի գ1 կետը նկ.2.25,բ-ում: Երբ Uա լարումը հավասարվում է Uփ փոխանջատման լարմանը, դինիս­տո­րի աշ­խատանքային կետը  թռիչքաձև անցնում է գ կետից գ1 - ին: Uա լար­ման  նվազեցման դեպ­քում դ  կետից դինիստորը թռիչքով անցնում է բ -ին:

Դինիստորին E լարման միացման բևեռականու­թ­յու­­նը փո­խե­­լու դեպ­­­քում p1 - n1 և p2 - n2 ան­ցումներին կիրառվում են հակառակ լարում­ներ, դրանք փակվում են: n1 - p2 անցմանը կիրառվում է ուղիղ լարում, այն  բաց է, ունի փոքր դիմադրություն: Uա լարումը բաշխվում է, հիմնա­կանում, փակ անցումների վրա: Դինիստորը նախագծելիս n2-p2 անց­ման հաստությունը վերցվում է շատ փոքր: Այդ դեպքում n2-p2 անցման ծակման լարումը շատ փոքր է և Uա լարման փոքր արժեք­ներից ծակ­վում է: Արդյունքում  Uա-ն լրիվ կիրառվում p1-n1 անցմանը, և դինիս­տո­րի բնութագծի հա­կառակ ճյուղը, կրկնում է  հակառակ լարում կիրառ­ման դեպքում, p1-n1 անցման բնու­թա­գծի տեսքը (նկ.2.25, բ):

Դինիստորի վոլտ-ամպերային բնութագծում ուղիղ ճուղում (նկ. 2.25,բ) դիտարկվում են երեք միջակայքեր: (0-գ)  միջակայ­քում դինիս­տորով հոսանքը փոքր է անոդային մեծ լարման դեպքում: Այն փակ է (անջատված վիճակ), գտնվում է առաջին կայուն վիճակում: (դ - ե) - ն  երկրորդ կայուն վիճակն է, երբ դինիստորը բաց է (դինիստորը միաց­ված է), դրանով հոսում է  մեծ հոսանք, իսկ լարումը դրա վրա փոքր է: (գ - դ) - ն անկայուն վիճակ է (բացասական դիմադ­րու­թյան միջակայք), երբ դինիս­տորը փակ վիճակից անցնում է բաց վիճակի:

Դինիստորի հոսանքի կառավարումը կատարվում է միայն արտա­քին լարման աղբյուրի արժեքի և միացման բևե­ռա­կա­նու­թյան փոփո­խումով:  

Դինիստորի հիմնական ստատիկ պարամետրերն են

1) Uփ -ն փոխանջատման (միացման) լարում` փակ դինիս­տո­րին կի­րառ­ված ուղիղ լարման առավելագույն արժեքն է, որի գերա­զան­ցումը բերում է դինիստորի բացմանը:

2) Iպահ. -ն պահման հոսանք` ուղիղ հոսանքի նվազագույն ար­ժե­քը, որից փոքրի դեպքում դինիստորն սկսում է փակվել:

Դինիստորի պայմանական նշանակումը էլեկտրական սխե­մա­նե­րում բերված է նկ.2.25,գ-ում: Տեղեկատվական աղյուսակ­նե­րում դի­նիս­տորների մակնիշը սկս­վում է КН (կամ 2Н) տառերով, օրինակ КН102А (2Н102А):

Տրինիստորը նույնպես քառաշերտ կիսահաղորդչային սարք է (նկ. 2.26,ա), որը անոդից և կատոդից բացի, ունի կառա­վար­ման ելուստ: Կա­ռավար­ման ելուստը դուրս է բերվում կատոդային շղթայի p2-n2 անցման p2 միջակայքից (կատոդային կառավարումով տրինիստոր), կամ p1-n1 անցման n1 միջակայքից (անոդային կառավարումով տրինիստոր):

Կատոդային կառավարումով տրինիստորում Կե կառավար­ման ելուստի և կատոդի միջև կիրառվում է Uկառ. դրական լա­րումը: Uկառ =0 դեպքում, Iկառ =0, և տրինիստորն աշ­խատում է դի­նիստորի ռեժիմում: Փոխանջատման լարումը  Uփ0  է:

Uկառ.> 0 դեպքում T2 տրանզիստորի n2-p2 էմիտերային անցումը ավելի է բացվում: Դրանով հոսող Էմիտե­րային հոսանքը փոփոխ­վում է Iէ2 = Iա + Iկառ.  առնչությամբ: n1 - pանցու­մով  հոսող  կոլեկ­տո­րային  Iկ2  = α2Iէ2 հոսանքն աճում է:

Այժմ n1 - p2 անցումով հո­սող հո­սան­քը կլինի`

Վերջին առնչությունից կստանանք`

(2.20) հավասարումից եզրակացնում ենք, որ Iկառ. հոսանքը նպաս­տում է տրինիստորով հոսող անոդային հոսանքի ավելի կտրուկ աճին և,  ի տարբերություն դինիստորի, կարող է կառա­վար­վել ոչ միայն (α1+ +α2)  մեծության փոփոխումով, ինչը իրա­կա­նացվում է անոդային լար­ման փոփոխումով, այլ նաև Iկառ. հո­սան­քի միջոցով: Iա հոսանքի կտրուկ փոփոխությունը պայմա­նա­վորված է ոչ միայն Iա-ի հավասար­ման մեջ համարիչում  α2Iկառ. բա­ղա­դ­րիչի առկայությամբ, այլ նաև Iկառ. հոսանքի շնոր­հիվ Iէ2-ի մեծա­ցու­­մից α2-ի մեծացումով: Կառավարման ելուստը ապահո­վում է տրինիստորի փոխանջատումը ավեի փոքր անոդ - կատոդ լա­րում­ների դեպքում:

Նկ.2.26,բ-ում պատկերված են կատոդային կառավարումով տրի­նիստորի վոլտամպերային բնութագծերը կառավարող Uկառ. լարման (Iկառ. հոսանքների) տարբեր արժեքների դեպքում: Uկառ.=Uկառ1. ար­ժե­­քի դեպ­քում (Iկառ.=Iկառ.1) փոխանջատումը տեղի է ունենում Uա=Uփ1<<Uփ0 լարման դեպքում: Uկառ.2>Uկառ.1 լարման (Iկառ.=Iկառ.2>Iկառ.1) դեպ­քում` Uա =Uփ2<Uփ1 և այլն: Կառավարող լարման (հոսանքի) մեծա­­ցու­մից տրինիստորի փակման լարումը փոք­րա­նում է: Uկառ. լարման մի որո­շակի արժեքի դեպքում (Iկառ.ուղղ.) բնութագծի վրա փակ վիճակը բնու­թագրող տեղամասը վերա­նում է, և բնութագիծը նմանվում է սովո­րական p-n անցման բնութագծի ուղիղ ճյուղին: Հոսանքը, որի դեպքում բնութագծի վրա փակ վիճակը բնութա­գ­րող տեղամասը վերա­նում է, կոչվում է կառավարման ուղղման հոսանք: Տրինիստորի անոդ-կատոդ ելուստների միջև հակառակ   լար­­ման միաց­­ման դեպքում n1-p1, n2-p2 անցումներին կիրառվում են հակառակ լարումներ, իսկ n1-p2 անցմանը` ուղիղ լարում: n1-p2 անցումը բաց է, և դրա վրա լարման անկումը փոքր է: Կիրառված լարումը հիմնականում բաշխվում է n1-p1 և n2-p2 փակ անցուների վրա: Սովորաբար n2-p2 անց­ման հաստությունը պատրաստվում է շատ փոքր, և դրանում շատ փոքր հակառակ լարումից առա­ջա­նում է էլեկտրական ծակում: Արդյունքում կիրառված հակառակ լարումը գրեթե ամբողջությամբ կիրառվում է n1-p1 անցմանը: Այդ պատճառով տրինիստորի վոլտամպերային բնութա­գիծը n1-p1 անցման բնութագծի հակառակ ճուղն է: Տրի­նիս­­տո­րի հակա­ռակ լարման առավելագույն արժեքը որոշվում է n1-p1 անց­ման հակա­ռակ լարման առավելագույն արժեքով:

Տրինիստորներում փոխանջումը, որպես կանոն, իրականաց­վում է կառավարման ելուստին փակող իմպուլսի կիրառումով: Անոդից թո­ղար­­կումը դիտարկվում է միայն տրինիստորի աշխա­տանքի սկզբուն­քի ուսումնասիրման նպատակով:

Բաց և փակ վիճակներում տրինիստորի վրա լարումը և դրա­նով հո­սող հոսանքը որոշվում են, ինչպես և դինիստորի դեպ­քում, տրինիս­տորի վոլտ-ամպերային բնութագիծի և բեռնավորման գծի հատման կետերում (նկ.2.26,բ.): Օրինակ E < Uփ0 և Iկառ.=Iկառ.1  դեպ­քում բնու­թագծի 0 - գ տիրույթում տրինիստորը փակ է (Uա <Uփ1): գ կետում Uա= =Uփ1, և տրինիստորը բացվում է, աշխա­տան­­քային կետը տե­ղափոխ­վում է գ1 կետը: գ և գ1 կետերին հա­մապատասխանող լա­րումները և հո­սանք­ները կբնորոշեն տրինիստորի աշխատանքային պարամետրերը փակ և բաց վիճա­կ­նե­րում:

Անոդային կառավարումով տրի­­նիս­տորում կառավարող լա­րումը դուրս է բերվում n1 միջակայքից: Տրի­­նիս­տորի բացումը  իրականաց­վում է կառավարման ելուստին կատոդի նկատմամբ  բացասական պո­տեն­ցիալի կիրառումով, իսկ փակունը` դրական իմպուլսների կիրառու­մով: Նկ.2.26,գ,դ-ում պատկերված են տրինիստորի նշանակումները կատո­դային և անոդային կառա­վար­ման դեպքերում համապատասխանաբար:

Տրինիստորների ստատիկ պարամետրերն են բացի  Uփ. փոխան­ջատ­­­ման լարումից և Iպահ. պահման հոսանքից, որոնք նաև դինիստոր­ների պարամետրեր են, Iկառ. հոսանքը` կառավարման շըղ­թայի նվա­զա­գույն հոսանքը, որի դեպքում տրինիստորը հուսալի բաց է, և  Uկառ. լարումը` կառավարման շղթային կիրառված նվազագույն լա­րումը, որի դեպքում տիրիս­տորը հուսալի բացվում է:

Տրինիստորի (դինիստորի) դինամիկ պարամետրերը բնորո­շում են փակ վիճակից բաց վիճակին անցման ժամանա­կա­հատ­վածը (միաց­ման ժամանակ tմիաց.) և բաց վիճակից փակ վիճակին անցման ժամա­նա­կա­հատ­վածը (անջատման ժամանակ tանջ.): Այդ պարամետրերը որո­շում են տիրիստորների հաճախակա­ն հատկություննեերը (արա­գա­գոր­ծությունը):

Տեղեկատվական աղյուսակներում տրինիստորների մակնիշնե­րը սկսվում են КУ (2У) -ով, օրինակ КУ202Б (2У202Б) :                       

Արտադրվում է նաև սիմետրիկ տիրիստորներ, որոնց վոլտ-ամպե­րային բնութագիծը սիմետրիկ է I և III քառորդներում (նկ.2.27,ա): Դրանք հինգ շերտից (չորս p-n անցումներից) բաղ­կա­ցած կիսահաղորդչային սարքեր են և կոչվում են սիմիս­տոր­ներ: Սիմիստորը օգտա­գործ­վում է փոփոխական հոսանքի շղթա­նե­րում կոմուտացիայի նպա­­­տա­կով: Սի­միս­տորի կառուց­վածքային սխեման, վոլտ-ամպե­րային բնութագիծը և նշանա­կու­մը սխեմա­ներում պատ­կերված է նկ.2.28,ա,բ,գ-ում համա­պա­տաս­խանաբար:

Կառավարող ելուստին դրական բևեռականության իմպուլս կի­րառ­ման դեպքում, կախված սիմիստորի անոդին կիրառված լար­ման բևե­ռա­կանությունից այն աշխատում է կամ վոլտ-ամպե­րա­յին բնու­թա­գծի ուղիղ ճուղում ( I քառորդում, ուղիղ լարման դեպքում), կամ հակա­ռակ ճուղում  (III քառորդում, հակառակ լարման դեպքում):

>>

 

2.5. Փոտոէլեկտրոնային սարքեր

Փոտոէլեկտրոնային կոչվում են սարքերը, որոնք օգտա­գործ­վում են լույսա­յին էներգիան էլեկտրական էներգիայի կեր­պափո­խման նպա­տա­կով: Ներկայումս լայն կիրառություն են գտել ներքին փո­տոէ‎­­ֆեկ­տով աշխա­տող  կիսա­հա­ղորդ­չային ֆոտոէլեկտրոնային սարքերը: Ներ­քին փոտոէֆեկտ կոչվում է լույսի ազդեցությամբ կիսահաղորդչում ազատ լիցքակիր մասնիկ­նե­րի կոնցենտրացիայի, հետևաբար` էլեկտրա­­հաղորդականության մե­­­ծաց­­­ման երևույթը: Այդ եղանակով ձևավոր­ված էլեկտրա­հա­ղոր­դա­կանությունը կոչվում է ֆոտոհաղոր­դակա­նու­թյուն: Ֆոտոհաղորդականությունը կախված է արտաքին լույսի ինտեն­սի­վու­թյու­նից և սպեկտրային բաղադրությունից:

Ֆոտոէլեկտրոնային կիսահաղորդչային սարքերից են ֆոտո­ռե­զիս­տոր­ները, ֆոտոդիոդները, ֆոտոտրանզիստորները, ֆոտո­տիրիստոր­նե­րը, ֆոտոսիմիստորները­:

Ֆոտոռեզիստոր: Ֆոտոռեզիստորը կիսահաղորդիչային սարք է, որի էլեկտրահաղորդականությունը փոփոխվում է արտա­քին լույսի աղ­բյու­­րի ինտենսիվությանից և սպեկ­տ­րա­լային  բաղադ­րու­­թ­յունից: Ֆոտո­ռե­զիս­տորի կառուցվածքը բեր­ված է նկ.2.29,ա-ում:

Այն բաղկացած է 1 մե­կու­սչից, որի վրա նստե­ց­ված է կիսա­հա­ղոր­դ­չա­յին 2 բարակ շերտը: Կիսահա­ղոր­դ­­չից դուրս են բերված մետաղյա 3 ելուս­տ­ները : Կիսահաղորդիչը արտաքինից պատված է լուսաթա­փան­ցիկ, ար­տա­քին գործոն­ներից պաշտպանիչ շերտով: Ֆոտոռեզիս­տորին միացվում են R բեռը և U լարման աղբյուրը (հաստա­տուն կամ փո­փո­խական): Լույսային Ф հոսքը ուղղվում է կիսահաղոր­դչային շերտին:

Լուսային հոսքի բացակայության դեպքում (Ф=0) կիսա­հա­ղորդ­չային շերտն ունի որոշակի սեփական էլեկտրահաղորդա­կա­նություն և ֆոտոռեզիստորով հոսում է շատ փոքր հոսանք, որը կոչվում է մթնային հո­սանք: Լուսա­յին հոսքի առկայու­թյան դեպքում (Ф≠0) լու­սային քվանտ­­ները, ընկնելով կիսա­հա­ղորդչի վրա, վերջինիս ատոմ­նե­ր­ի էլեկտրոններին հաղորդում են լրա­ցու­ցիչ էներգիա: Էլեկտրոն­ներն անց­­նում են վալենտային գո­տուց հաղորդականության գոտի: Արդյունքում կիսա­հա­ղորդիչի էլեկտրահաղորդականությունը և դրանով հոսանքը   մե­ծա­­նում են: Առաջանում է լուսային հոս­քով պայմանավորված հո­սանք, որը կոչվում է ֆոտոհոսանք: Ֆոտոհոսանքի մեծությունը կախ­ված Ф հոսքի և U լարման մե­ծություններից:

Ֆոտոռեզիստորով հոսող I հոսանքի և լուսային Ф հոսքի մի­ջև կապը հաստատուն U սնման լարման դեպքում կոչվում է ֆո­տո­ռեզիս­տո­րի լուսային բնութագիծ: Նկ.2.29,բ - ում բերված է  ֆոտոռեզիստորի լուսային բնութագիծը տարբեր լուսային հոսքերի դեպքում: Ф հոսքի մե­ծա­ցումից աճում է հաղորդա­կա­նության գոտի անցած էլեկտրոնների քանակը, հետևա­բար մեծա­նում է ֆոտոհոսանքը: Լուսային բնութա­գծերից երևում է, որ  U լար­ման որոշակի արժեքի դեպքում Ф հոս­քը և  ֆոտոհո­սանքի մեծու­թյունը ուղիղ համեմատական են: Լարման մի որո­շակի արժե­քից սկսած բոլոր էլեկտրոնները մասնակցում են ֆոտո­հո­սանքի ձևա­­վորմանը, այդ պատճառով լարման հետագա մեծա­ցումից ֆոտո­հոսանքը մնում է անփոփոխ: Նկ.2.29,բ-ում բերված է ֆո­տո­ռե­զիս­տորի վոլտամպերային բնութագիծը: Դա ֆոտոհո­սան­քի կապն է U լա­րու­մից հաստատուն Ф հոս­քի դեպ­քում: Ф հոս­քի  հաս­տատուն  արժե­քի դեպ­քում կի­սա­­հա­ղորդի­չում որո­շա­կի թվով էլեկտրոններ են անց­նում վալեն­տային գոտի:  U լար­ման մեծա­ցու­­մից ավելի մեծ թվով էլեկ­տրոն­ներ են մաս­նակ­ցում ֆոտոհո­սանքի առաջացմանը, և այն աճում է:

Ֆոտոռեզիստորի հիմնական պարամետրը ինտեգրալ զգա­յունու­թյունն է, որը գնահատվում է IФ ֆոտոհոսանքի և այդ ֆոտո­հո­սանքը առաջացնող  Ф լուսային հոսքի հարաբերու­թ­յամբ (S = IФ / Ф): Կիրառ­վում է նաև ( Sտ = IФ / ФU) տեսա­կարար ինտեգրալ զգա­յու­թյուն պարա­մետրը: Դա ինտեգրալ զգա­յունու­թյունն է, երբ ֆոտոռեզիստորին կիրառ­ված է 1Վ լարում:      

Ֆոտոռեզիստորի պայմանական նշանակումը էլեկտրական սխե­մա­­նե­րում պատկերված է նկ.1.24դ-ում: Ֆոտոռեզիստորի մակ­­նիշը սկսվում է СФ տառերով (сопротивление фоточувст­витель­ное), օրի­նակ СФ2-4:

Ֆոտոդիոդ:         Ֆոտոդիոդը կառուցվածքով տարբերվում է կի­սա­հա­ղորդ­չա­յին դիոդից միայն նրանով, որ պատյանում ավե­լաց­վում է ոսպ­նյակ, որի միջոցով լուսային հոսքն ուղղվում է p-n անցման վրա` վեր­ջինիս հարթությանն ուղղահայաց (նկ.2.30,ա): Ֆոտոդիոդի պայմա­նա­կան նշանը բերված է նկ.2.30,բ-ում:

Ֆոտոդիոդը կարող է աշխա­տել երկու` ֆոտո­ձևա­փոխիչի և ֆոտո­գենե­րա­տորի ռեժիմներով :

Ֆոտոձևափոխիչի ռեժիմում ֆոտոդիոդին միացվում է Uդ ար­տա­քին լար­­ման աղբյուրը, որը ապահովում է դիոդի փակ վիճա­կը (նկ.2.30, գ): Եթե ֆոտոդիոդը լուսավորված չէ, այն գտնվում է փակ վի­ճա­կում, և դրանով անցնում է հակառակ ուղղության մթնային հոսանքը (I0): Լու­սային հոսքի առկայության դեպքում դիոդում առա­ջանում է ներքին ֆոտոէֆեկտ, որի շնորհիվ p-n անցումում ավե­լանում է էլեկտրոնների և խոռոչների քանակը: p միջակայ­քից էլեկտրոնները որպես ոչ հիմնական լիցքակիրներ դրեյֆում են n միջակայք, իսկ n  միջակայքից խոռոչները` p միջակայք:

Ֆո­տո­­դիո­դով հոսում է ոչ հիմնական լիցքակիրների դրեյ‎­­ֆով պայմանավորված ֆոտոհոսանք` IՖ, որը զգալիորեն գերազանցում է  I0  մթնա­­յին հոսանքի մեծությունը: Հիմնական  լիցքակիրները`  էլեկ­­տ­րոն­­­­նե­րը n միջակայքում, և խոռոչները p միջակայքում,  փոք­րա­ց­նում են պոտենցիալային պատնեշի մեծությունը, սա­­կայն Uդ արտաքին լար­­ու­մը այնպիսին է (>1Վ), որ դիոդը պահ­պանում է փակ վիճակը, և դիֆուզիոն հոսանքը բացակայում է:

Այսպիսով ֆոտոդիոդի ֆոտոձևափոխիչի աշխատանքային ռեժի­մում Rբ  բեռով հոսում է լուսային հոսքին համեմա­տական = I0 + IՖ ֆոտո­հոսանք, այսինքն` ֆոտոդիոդը լուսային էներ­գիան ձևա­փոխում է էլեկտրական էներգիայի:

Ֆոտոդիոդում հիմնականը լույսային և վոլտամպերային բնութ­ա­գծերն են: Լուսային բնութագիծը ֆոտոդիոդով հոսող Iդ  հոսանքի և լու­սային Ф հոսքի միջև առնչությունն է դիո­դին կիրառ­ված Uդ հաստա­տուն լարման դեպքում (նկ.2.31,ա): Լուսային բնութա­գիրը գծային է:

Վոլտ-ամպերային բնութագիծը դիո­­­­դով հոսող հոսանքի և դիոդի վրա լարման առնչությունն  է  հաստատուն Ф հոսքի դեպ­քում Ф հոսքի մեծացումից միևնույն Uդ լարման դեպքում ֆոտո­հոսանքը մեծանում է (նկ.2.31,բ):  

Ֆոտոդիոդի պարամետրերն են` դիֆերենցիալ ներքին (ել­քա­յին) դիմադրությունը`   Rդ = ∂Uդ / ∂Iդ հաստատուն լուսային հոս­քի դեպքում և ինտեգրալ զգայնությունը` S=Iդ հաստատուն Uդ լար­ման դեպքում: Դիֆերենցիալ ներքին դիմադրությունը շատ մեծ է (տասնյակ ՄՕմ): Ինտեգրալ զգայնությունը տասնյակ մԱ է 1 լյու­մեն հոսքի դեպքում:

Ֆոտոգեներատորի աշխատանքային ռեժիմում ֆոտոդիոդին ար­տաքին լարման աղբյուր չի միացվում, և այն ծառայում է որ­պես ֆո­տոէլեկ­տրաշարժ ուժի աղբյուր (նկ.2.30,դ): Այս ռեժիմում ֆոտոդիոդի աշխատանքի սկզբունքը հետևյալն է: Լույսային հոսքի բա­ցակայության դեպքում դիոդի p-n անցումը ունի φ0 պո­տեն­ցիալային պատ­նեշ: Անցու­մով հոսող դիֆու­զիոն ու դրեյ­ֆային հո­սանքներն իրար փոխհատուցում են: Գումարային հոսանքը դիո­դով բացակայում է: Լուսային հոսքի առկայության դեպքում տե­ղի են ունենում նույն երևույթ­­ները, ինչ որ նախորդ ռեժիմում, այն է` գեներացվում են էլեկտ­րոն-խոռոչ զույգեր: Պո­տեն­ցիալային պատ­նեշը նպաստում է գեներա­ցիայի պատճառով առաջացած ոչ հիմնական լիցքակիրների տեղա­շար­ժին մի կի­սա­հաղորդչից մյուսը (էլեկտրոնները p-ից n, խոռոչ­ները n-ից p): Առա­ջա­նում է IՖֆոտոհոսանքը, որը գու­մար­վում է p-n անցու­մով հոսող I0 դրեյ­ֆային հո­սան­քին: Հիմնական լիցքակիր­նե­րը կու­տակ­վում են անց­ման երկու կողմերում, ինչը համարժեք է անցմանն ուղիղ լարման միաց­մանը: Արդյունքում պոտենցիալա­յին պատ­նեշը փոք­­րանում է, և անցու­մով հոսանքի Iդիֆ դիֆուզիոն բաղա­դրիչը` մե­ծա­նում է: Արտաքին շղթայի բա­ցակայության դեպքում դիֆու­զիոն և դրեյ‎­ֆային հո­սան­քները փոխ­հա­տուցվում են: Այս ռեժի­մում դիո­դով անցնող հոսանքները բա­վա­­րա­րում են հետևյալ պայմանին`                  

որտեղ Iդիֆ = I0exp(UՖ / φT), UՖ - ը դիոդի ելուստների միջև լարումն է, որը կոչվում է ֆոտոէլշու:

          (2.21) հավասարումից կստանանք`

Վերջին արտահայտությունից կարող ենք գրել`

 Ֆոտոէլշուի արժեքը կախված է կիսահաղոր­դ­չի նյութից: Այն սովո­րաբար չի գերազանցում պոտենցիալային պատնեշի φ0 մեծու­թյունը (0,5…0,55 Վ):

Ֆոտոդիոդին Rբ բեռի միացման դեպքում դրանով կհոսի Iբ հոսանքը, որը կորոշվի հետևյալ արտահայտությամբ`

որտեղ φ-ն պոտենցիալների տարբերությունն է p-n անցումում բեռի առկայության դեպքում:

Ֆոտոդիոդի կարճ միացված ռեժիմում (Rբ=0) հոսանքը ար­տաքին շղթայով ունի առավելագույն արժեքը և հավասար է IՖ (արեգակի միջին լուսավորության դեպքում հավասար է 20…25մԱ/սմ2): Պարապ ընթաց­քի ռեժիմում (Iբ=0), ելքային լա­րու­մը հավասար է ‎‎ֆոտոէլշուին (UՖ=φ0): Ավելի մեծ լարում  ստա­նալու նպատակով մի քանի դիոդներ միացվում են հաջոր­դաբար, իսկ մեծ հոսանք ստանալու համար` զուգահեռ:   

Ֆոտոձևափոխիչի ռեժիմում ֆոտոդիոդները մեծ կիրառու­թյուն են գտել ֆոտոռելեներում (նկ.2.32): Ֆոտոռելեն օգտա­գործվում է հա­տային արտադրանքի քանակի ավտոմատ հաշվ­ման, վերելակների և մետրոյում մուտքի դռների ավտոմատ աշխատանքի, փողոցային լու­սա­վո­ր­ման ցանցի ինքնաբերաբար միաց­ման և անջատման և այլ նպա­տակ­նե­րով:

Ֆոտոռելեն բաղկացած է տրանզիստորից, ֆոտոդիոդից և էլեկ­­տ­­րա­մագնիսական ռելեից: Էլեկ­­տ­­րա­մագնիսական ռելեն ունի նորմալ փակ K1, K3  և նորմալ բաց K2, K3 հպակային խմբեր, որոնց  միացված են Rբ1 և Rբ2 բեռները:

R1, Rէ ռեզիստորների մի­ջո­­ցով ընտր­­վում է տրանզիստորի աշխատանքային ռեժիմը այնպես, որ լու­սային հոսքի բացակայության դեպքում ֆոտոդիոդը և տրանզիս­տորը փակ են: Տրանզիստորի բազային շղթայով հո­սում է ֆոտոդիոդի մթնային հո­սանքը, որը բավարար չէ տրան­զիս­­­տորի բաց­ման համար:  Տրան­զիս­տո­րի կոլեկտորային Iկ0 հո­սան­քը, որը հոսում է  էլեկտրա­մագ­նիսական ռելեյի փաթույթով, բա­վարար չէ վերջինիս գործ­ման համար: Էլեկտրա­մագնիսական ռելեյի հպակային խմբերի K1, K3 հպակները փակ են և Rբ1 բեռը միացված U1 լարման աղբյուրին: K2, K3 հպակնե­րը բաց են, հե­տևա­բար 2 բեռն անջատված է U2 լարման աղ­բյուրից: Լուսա­յին հոս­քի առկայության դեպքում ֆոտոդիոդը բաց­վում է, և տրան­զիստորի բազայի շղթայով հոսում  է ֆոտո­դիո­դի ֆոտո­հոսան­քը: Տրանզիստորը բացվում է, կոլեկտորային հոսան­քը մեծանում է (Iկ = βIբ): Էլեկտրամագնիսական ռելեի փա­թույ­թով հոսում է բավարար հոսանք, և այն սկսում է գոր­ծել: K1, K3 հպակները բաց­վում են, K2, K3-ը` փակվում: Ար­դյունքում 1 բեռը անջատվում է U1 լար­ման աղբյու­րից, իսկ Rբ2 բեռը միա­նում է U2 լարման աղբյուրին: Լուսային հոսքի ան­ջատ­ման դեպքում ֆոտոդիոդով ֆոտոհոսանքն ընդ­հատ­վում է, հետևա­բար տրան­զիս­­տորը փակ­վում է: Էլեկտրամագ­նիսական ռելեյի փաթույ­թով հոսանքն ընդհատվում է, և այն վերադառնում է սկզբնա­կան վիճակին` K1, K3 հպակները փակվում են, K2, K3-ը` բացվում:

Որպես օրինակ դիտարկենք ֆոտոռելեի կիրառումը փողո­ցային լուսա­վոր­ման կառավարման նպա­տակով (նկ.2.32): Այդ դեպքում օգ­տա­գործվում է K1, K3 հպակների խում­բը, իսկ որպես  1 միաց­վում են լու­սա­վորության լամպերը: Երբ լուսավորվածությունը բավա­րար է, ֆո­տո­դիոդը և տրանզիստորը բաց են: Էլեկտրամագնի­սական ռելեն գոր­ծում է, K1, K3 հպակները  և լամպերն անջատ­վում են: Երեկոյան, երբ լու­սա­վորվածությունը հաս­նում է ան­բա­վարար մակարդակի, ֆոտո­դիո­դը, հետևաբար և տրան­զիս­տորը փակ­վում են: Էլեկտրա­մագ­նի­սական ռելեն դադարում է գոր­ծե­լուց , և փակ­վում են K1, K3 հպակնեը: Վեր­ջիններս միացնում են լամ­պե­րը U2-ին: Լուսա­բա­ցին, երբ լուսավորվա­ծու­թյունը բավարար մա­կար­դակի է հաս­նում, ֆոտոդիոդը և տրանզիս­տորը բացվում են էլեկտրամագնիսական ռելեն գործում է, և  K1, K3 հպակները  ան­ջա­տում են լամպերը լար­ման աղբյու­րից: 

Ֆոտոտրանզիստոր:     Ֆոտոտրանզիստորը կառուցվածքով տար­բերվում է երկբևեռ տրանզիստորից միայն նրանով, որ պատ­­­­յա­նում տեղադրված  է  ոսպնյակ, որի միջոցով  լուսային հոսքն ուղղվում է բա­զայի միջա­կայքին: Սովորաբար ֆոտո­տրանզիստորում բազայի ելուս­տը բացակայում է:          

Ֆոտոտրանզիստորի կառուցվածքային սխեման, պայմանա­կան նշա­նա­կումը և միացման սխեման բերված են նկ.2.33,ա-ում: Լու­սային հոսքն ուղղվում է բազայի միջակայքին: Կոլեկտոր-էմիտեր շղթա­յում միացվում է Uկէ սնման լարման աղբյուրը և Rբ բեռը: Լուսային հոսքի բացակայության դեպքում ֆոտոտ­րան­­զիս­­տորը փակ է, դրանով հոսում է մթնային փոքր հոսանքը (հա­կա­­ռակ ուղղության հագեցման  հո­սան­քը): Լուսային հոսքի առ­­­կա­յության դեպքում բազայի միջակայքում գենե­րաց­վում են էլեկտրոն-խո­ռոչ զույգեր: Էլեկտրոն­ներն անցնում են կոլեկ­տոր, իսկ խոռոչնե­րը  կուտակվում են բա­զայի շղթայում: Խոռոչ­ների քանակը բա­զայում աճում է (դա հա­մարժեք է բազային դրական լար­ման կիրառմանը), որի շնորհիվ էմիտերային անցումը բաց­վում է, և կոլեկտորային շղթայով հ­ո­սում է դիֆուզիոն հոսանք: Լուսային հոսքի  մեծացումից մեծանում է էլեկ­տ­րոն-խոռոչ զույգերի քա­նակը, հետևա­բար` և  կոլեկտորային հոսանքը:

Ի տարբերություն ֆոտո­դիոդի` ֆոտոտրանզիստորում միևնույն լու­­սային հոսքի դեպքում կոլեկտորային հոսանքը աճում է β անգամ ավելի մեծ չափով:

Արտադրվում են դուրս բերված բա­զային ելուս­­­տով ֆոտո­­­­­տրան­զիստորներ: Բազայի դուրս բերված ելուստով ֆոտո­­տրան­զիս­տոր­­նե­րում (նկ.2.34ա,բ) ունենք երկու կառավարող ազ­դանշաններ` լու­սային հոսք և բազա-էմիտեր լարում: Բազա-էմիտեր լարման  միացումը հնա­րավո­րու­թյուն է ընձեռում ավելի փոքր լուսային հոսքերով կառավա­րել կոլեկտորային հոսանքի մեծությունը: Բացի դրանից, բեռով հոսող հոսանքի կա­ռավա­րումը կարող է իրա­կանացվել երկու տարբեր շղթա­ներից` Փ լույ­սային հոսքի աղբյուրից և մեկ այլ լարման աղբյու­րից: Դա մեծացնում է ֆոտոտրանզիստորի ֆունկցիոնալ հնարա­վո­րու­թ­յուն­ները և կիրառման բնագավառները:

          Ֆոտոտիրիստորներ: Ֆոտոտիրիստորը տարբեր­վում է տի­րիս­տո­­­րից միայն նրանով, որ կառավարող ելուստը բա­ցակայում է, և պա­տյանում տեղադրված է ոսպնյակ, որի միջոցով լուսային հոսքն ուղղ­վում է p2 կամ n1 կիսահաղորդիչներին:

Լուսային հոսքի բացակայության դեպքում ֆոտոտիրիստո­րն աշ­խատում է դինիստորի ռեժիմում, կառավարող ելուստի բա­ցա­կայու­թյան պատճառով: Միացման լարումն ունի Uմ0 արժեքը (նկ.2.35,բ): Լու­սային հոսքի առկայության դեպ­քում, եթե այն ուղղ­ված է p2 կիսա­հա­ղոր­դիչին, p2 - ում գենե­րաց­վում են էլեկտ­րոն - խո­ռոչ զույգեր: Խոռոչ­նե­րի քա­նա­կը p2-ում աճում է, և p2-n2 անցումը ավելի է բացվում: Տիրիս­տո­րում տեղի ունեցող հետա­գա պրո­ցես­ները լրիվ նույն են, ինչ որ կա­տո­դային կառավարման ելուս­տի առկայու­թյան դեպքում:

Լուսային հոսքը n1 կիսահաղորդչին ուղղելու դեպ­քում դրանում գեներացվում են էլեկտ­րոն - խո­ռոչ զույ­գեր: Այժմ n1 -ում ավե­լա­­նում է էլեկտրոնների քանակը, և p1-n1 անցու­մը ավելի է բաց­վում: Այնուհետև պրոցեսները շարունակվում են նույն սկզբուն­քով,  ինչ որ անոդային կառավարումով տիրիստոր­ներում:

Այսպիսով ֆոտոտիրիստորում լուսային հոսքը կատարում է տի­րիս­տորի կառավարող ելուստի դերը: Ընդ որում, կառավարող և կառա­վար­վող շղթաների միջև գալվանա­կան կապը բա­ցակայում է: Ֆոտո­տի­րիստորի պայմա­նա­­կան նշանը բերված է նկ.2.35գ-ում:

Արտադրվում են նաև սիմետրիկ ֆոտոտիրիստորներ (սիմիստոր­ներ):  

>>

 

2.6. Օպտոէլեկտրոնային սարքեր

Օպտոէլեկտրոնային սարքերը բաղկացած են լույսի աղբյու­րից և լույսի ընդունիչից: Դրանք կոչ­վում են նաև օպտոզույգեր (օպտրոններ): Օպտոզույգերում մուտ­­­քային և ելքային ազդա­նշան­ներն էլեկտրական մեծություն­ներ են, որոնց միջև գալվա­նա­կան կապ գոյություն չունի: Որպես լույսի աղբյուր կարող են օգտագործվել ճառագայթող դիոդներ կամ կիսահաղորդչային լազերներ: Մեծ կիրառություն են գտել ին‎­­ֆ­րա­­­կար­միր ճառագայթող դիոդները, շնորհիվ կառավարման պարզ սխե­մայի և օգտա­կար գործողության գործակցի մեծ արժեքի: Լույսի ընդունիչները ֆոտոէլեկտրոնային սարքեր են` ֆոտոդիոդներ, ֆոտո­տրան­զիս­տորներ, ֆոտոտիրիստորներ և այլն:  

Ճառագայթիչ  դիոդները  կիսահաղորդիչային  դիոդներ  են, որոնք p-n անցումից ճառագյթում են լուսային քվանտներ (Նկ.2.35ա): Լու­սա­յին ճառագայթները արտաքին միջավայր են անցնում դիոդի պատյա­նում տեղադրված լուսա­թափանցիկ ապակյա թիթեղից: Ճառագայթիչ դիոդ­նե­րը բաժանվում են երկու խմբի` տեսա­նելի հաճախությունների միջա­կայքում ճառագայ­թող դիոդներ, որոնք կոչվում են լուսադիոդներ, և ինֆրա­կար­միր հաճա­խությունների միջակայ­քում  ճառագայթող դիոդներ (ԻԿ դիոդ­ներ): Այս դիոդների աշխատանքը հիմնված է p-n ան­ցու­մով ուղիղ ուղղությամբ հոսանքի անցման ժամանակ լիցքակիր մաս­նիկնե­րի ինքնառեկոմբինացիայով, որի դեպքում անջատվում են լու­սային քվանտներ: Ճառագայթվող հաճախու­թյունների միջա­կայքը որոշվում է կիսահաղորդչի տեսակով:

Լուսադիոդների պատրաստման համար հիմնականում օգ­տա­գործ­վում են գալիումի ֆոսֆիդ, գալիումի արսենիդ ֆոսֆիդ: Դրանց օ.գ.գ.-ն չի գերազանցում 10…20% մեծությունը:

ԻԿ դիոդների պատրաստման համար օգտագործվում են գալիումի արսենիդ կամ գալիումի ֆոսֆիդ:

Օպտոզույգերը արտադրվում են ինտեգրալ միկրոսխեմայի տես­քով: Դրանց նշանակումները էլեկտրական սխեմաներում  պատ­կեր­ված են նկ. 2.36բ,գ,դ-ում:

Նկ.2.37-ում բերված է ինտեգրալային օպտօռելեի սկզբուն­քային սխե­ման: Օպտօռելեները տարբերվում են հիմնականում դրանցում օգտա­գործված բանալու սխեմայով: Օգտագործվում են տիրիստոր­նե­րով, երկբևեռ և դաշտային տրանզիստորներով բանալիներ: Համեմա­տա­բար լավ պարամետրերով առանձ­նա­նում են դաշ­տային տրանզիս­տորներով բանալիներով օպտօռե­լեները, որոնք կիրառվում են ուժային շղթանե­րում որպես ուժային բանալի:

Ուժային բանալին կազմված է n հոսքուղով մետաղ-օքսիդ-կիսա­հա­ղորդիչ տեսակի իրար հաջորդաբար և հանդիպակաց միաց­ված տրան­­զիստորներից: Տրանզիստորները կառավարվում են մի քա­նի հա­ջորդաբար միացված ֆոտոդիոդներից, որոնք աշխա ­տում են պա­րապ ընթացքում աշխատող ֆոտոէլշուի աղբյուրի ռեժիմում: Լուսավորման դեպքում դրանցից յուրաքան­չյուրը ձևավորում է մեկ վոլտ լարում: Ֆոտո­դիոդների ելքային լարումներով տրան­զիստորները բացվում են և մուտ­քային շղթան միացնում բեռին: Երկու տրանզիս­տոր­ների միա­ցումը բա­նալու սխեմայում մեծաց­նում է բաց վիճակում բա­նալու դի­մադ­րությունը, սակայն դա ապահովում է բանալու փակ վիճա­կում բարձր թույլատրելի առա­վելագույն լարում:

 Ֆոտոդիոդները կառավարվում են լուսադիոդին տրված Iկ կառա­վարման հոսանքով:

Նշված կառուցվածքով օպտօռելեի օրինակ է երկու կապուղով TLV 422 մակնիշի օպտօռելեն: Այն կարող է ապահովել երկ­բևեռ մինչև 400Վ լարման միացումը և անջատումը: Կառավարման հոսանքի 5 մԱ արժե­քի դեպքում բաց վիճակում բանալու դի­մա­դ­րությունը 20 Օմ է: Կորստի հոսանքները բանալու փակ վիճակում չեն գերազանցում 1մԱ մեծու­թյունը (անալոգային ազդանշանի դեպքում այն փոքր է 1 նԱ-ից):

>>

 

2.7. Ինտեգրալ միկրոսխեմաներ

Ինտեգրալ միկրոսխեմաները մեծ թվով պասիվ և ակտիվ տար­­րեից ու դրանց որոշակի օրենքով միացման հաղորդա­լա­րե­րից բաղկացած միկրոէլեկտրոնային սարքեր են, որոնք կի­րառ­վում են էլեկտրական ազ­­դա­նշան­ների որոշակի ֆունկ­ցիա­­յով ձևափոխման, մշակման և հիշ­ելու նպատակով:

Ինտեգրալ միկրոսխեմաները պատրաստվում են կամ պինդ մար­մ­նում կամ դրա մակերեսին: Առաջին դեպքում սխեմայի բո­լոր տարրերը (ռեզիստորներ, կոնդենսատորներ, ինդուկտիվու­թյուն­ներ, դիոդներ, տրան­զիստորներ և այլն) և դրանց միացման հա­ղոր­դալարերը ձևավոր­վում են  կիսահաղորդիչային թիթեղում: Այդ միկրոսխեմաները կոչվում են կիսահաղորդչային:

Երկրորդ դեպքում, բացի ինտեգրալ սխեմայի ակտիվ տար­րերից (դիոդներից և տրանզիստորներից), մնացած բոլոր տար­րերը  ձևավոր­վում են մեկուսիչ թիթեղի (տակդիր) մակերեսին, ամորֆ թաղանթի տեսքով, որն իրականացնում է անհրաժեշտ  պասիվ տարրերի գործա­ռույթը: Ակտիվ տարրերն ամրացվում են մեկուսիչ թիթեղին և զոդվում թաղանթի համապասխան մասե­րին: Այս միկրոս­խե­մանե­րը կոչվում են հիբրիդային:

Մեծ կիրառություն են գտել կիսահաղորդչային միկրոսխե­մա­ները, որոնցով հնարավոր է նախագծել և պատրաստել շատ բարդ սխեմայով էլեկտրոնային սարքեր, ապահովելով փոքր չափսեր և ցածր ինքնար­ժեք:

Կիսահաղորդիչային միկրոսխե­մա­ներում ին­դուկ­տիվություններ և տրանսֆորմատորներ չեն օգտագործ­վում դրանց ստաց­­­ման եղանակ­ների բացակայության պատճառով: Այս միկրոսխեմանե­րում ռեզիստոր­նե­րը և կոնդենսատորները իրա­կանացվում են p-n անց­ման դիմադրու­թյան և ունակության միջոցով: Դա ապահովում է տրան­զիստորների, դիոդների, ռե­զիս­տորների և կոնդենսատորների պատ­րաս­տումը մեկ ընդ­հա­նուր տեխնալոգիական գործընթացով ինտեգ­րալ միկրոսխեմայի պատ­րաստման ժամանակ:

Հիբրիդային միկրոսխեմաները կիրառվում են առանձնահա­տուկ դեպքերում, երբ պահանջվում են ոչ ստանդարտ պարա­մետ­րերով տար­­րեր, օրինակ ինչպիսիք են շատ բարձր դիմադրություններով ռե­զիս­­տորներ ու մեծ ունակություններով կոնդենսատորներ, որոնց ճշգրտությունն ապահո­վելը հնարավոր չէ, կամ հզոր դիոդներ և տրան­զիստորներ, ինչպես նաև շատ բարդ սխեմաներ:

Կիսահաղորդչային ինտեգրալ միկրոսխեմաները բաժան­վում են հիմնականում երկու խմբի` երկբևեռ տրանզիստորներով և դաշտային տրանզիստորներով միկրոսխեմաների: Երկբևեռ տրան­­զիստորներով  միկ­­րո­սխեմաներում հիմնական տարրը n-p-n տրանզիստորն է, իսկ դաշտային տրանզիստորներով միկ­րոսխեմաներում` ՄՄԿ (մետաղ-մեկուսիչ-կիսահաղորդիչ) տրան­զիստորը: Արտադրվում են նաև երկ­բևեռ և դաշտային տրանզիս­տորների կիրառումով միկրոսխեմաներ:

Կախված  ինտեգրալ  միկրոսխեմայում  օգտագործված  տար­րերի (մեծ մասամբ տրան­զիս­տոր­ների) քանակից` տարբերում են ցածր, մի­ ջին,  բարձր և գերբարձր ինտեգրացման աստիճանով ին­տեգրալ միկ­րո­­ս­խե­­մա­ներ (ԻՍ): Ինտեգ­րա­ց­ման աստիճանը գնահատվում է ինտե­գրաց­ման K=lgN  գործակցով, որտեղ N-ը միկրոսխեմայում օգտագործ­ված տարրերի թիվն է: K ≤ 1 (N ≤ 10) դեպքում միկ­րո­սխե­ման կոչվում է  ցածր ինտեգրացայի ( ՑԻՍ ), 1 < K ≤ 2 (10 < N ≤ 100) դեպքում` միջին ինտեգրա­ցիայի (ՄԻՍ), 2 < K ≤ 3 (100 < N ≤ 1000) դեպքում`  բարձր և  K > 3 (N > 1000) դեպ­քում` գեր­բարձր ինտեգրա­ցիայի (ԲԻՍ):

Կիսահաղորդչային պարզագույն միկրոսխեմայի (բաղ­կա­ցած VD դիոդից, R ռեզիստորից, VT տրանզիստորից և C կոն­դեն­սա­տորից) էլեկ­տ­րա­կան և կառուցվածքային սխեմաները բեր­ված են նկ.2.37,ա, բ-ում համապատասխանաբար: Սխե­մայում, որպես կիսա­հաղորդչային բյու­րեղ, օգտա­գործված է Si(p) կիսա­հա­ղորդիչը: Ելուստ­ները (1, 2, 3, 4, 5) մետաղից են (Al), որոնք իրարից մեկուսացված են SiO2 -ով: VD դիոդը իրականացված է առա­ջին n-p-n տրանզիստորի կոլեկտորային անցման միջոցով: Տրանզիստորի էմիտերը և բազան միացված են իրար և դուրս բեր­ված 1 ելուստը ծառայում է որպես դիոդի անոդ: Կոլե­կ­տո­րի ելուս­տը, որը հանդիսանում է դիոդի կատոդը, միացված է R ռե­զիս­տորի մի ծայրին և VT տրանզիստորի (երկ­րորդ  n-p-n) բազա­յին: R ռե­զիս­տորը պատրաստված է p կիսա­հա­ղորդչի  շերտով, որի երկրորդ ծայրը դուրս է բերված 2 ելուստի միջոցով: VT-ի էմիտերն է 3-ը, կոլեկտորը` 4 դուրս բեր­ված ելուստները: VT-ի կոլեկ­տո­րը միացված է C կոնդեսատորի մի ծայրին: Վերջինս կազմված է մետաղյա թիթեղներից և դրանց միջև գտնվող մեկուսչից: Կոնդեսատորի երկրորդ ծայրը դուրս է բերված որպես 5 ելուստ:

Հարկ է նշել, որ ինտեգրալ միկրոսխեմայի տեսքով պատ­րաստ­վում են ինչ­պես անալոգային, այնպես էլ իմպուլսային և թվային տարբեր նշանակության էլեկտրոնային շղթաներ:

Դիսկրետ տարրերով պատրաստված շղթաների փոխարի­նումը ինտե­գրալ միկրոսխեմաներով զգալի չափով բարձրաց­նում է շղթաների հուսալիությունը (բացակայում են տարրերի հպա­կային միացումները), փոք­րացնում դրանց չափսերը (բացակայում են տարրերի  միաց­ման հաղորդալարերը և պատ­յան­ները), և իջեց­նում ինքնարժեքը (շնո­ր­­հիվ մոնտաժային և հա­վաք­ման գործա­ռույթների բացակայության ):  

>>

                                                          Ստուգողական հարցեր

 1. Ի՞նչ է p - n անցումը և ի՞նչպես է այն ձևավորվում:

2. Ո՞ր կիսահաղորդիչային սարքերում են օգտագործվում p - n անցումները:

3. Կարո՞ղ են ստաբիլիտրոնները միացվել ա) հաջորդաբար  բ) զուգահեռ:

4. Բացադրեք կիսահաղորդչային դիոդի ուղղիչային հատ­կու­թյունը, գծեք դիոդի վոլտամպերային բնութագիծը:

5. Թվարկել դիոդի պարամերերը:

6. Ո՞րն է երկբևեռ տրանզիստորի աշխատանքի սկզբունքը:

7. Գծել երկբևեռ տրանզիստորի փոխարինման սխեման միջին  հաճախությունների տիրույթում:

8. Երկբևեռ տրանզիստորի միացման ի՞նչ սխեմաներ գիտեք:

9. Գծել բաղադրյալ տրազիստորի սխեման, որոշեք դրա պարամետրերը:

10.Թվարկել դաշտային տրանզիստորների տեսակները:

11. Բացատրել p-n անցումով կառավարումով դաշտային տրանզիստորի աշխատանքի սկզբունքը:

12. Կազմել p-n անցումով կառավարումով դաշտային տրանզիստորի փոխարինման սխեման :

13. Գծել  p-n անցումով կառավարումով դաշտային տրան­զիս­տորի փոխարինման սխեման:

14. Մեկուսացված փականով ի՞նչպիսի տրանզիստորներ գիտեք:

15. Բացատրել ներսդրված հոսքուղիով դաշտային տրանզիս­տորի աշխատանքը:       

16. Ո՞րն է ինդուկցված հեսքուղիով դաշտային տրանզիստորի  առանձնահատկությունները:

17. Ինչպիսի քառաշերտ կիսահաղորդիչային սարքեր գիտեք:

18. Ո՞րն է տիրիստորի և տրանզիստորի տարբերությունը:

19. Բացտրել դինիստորի աշխատանքը:

20. Գծել տիրիստորի բնութագիծը, բացատրեք աշխատանքը:

21. Ի՞նչ է սիմիստորը:

22. Ո՞րոնք են Ֆոտոէլեկտրոնային սարքերը:

23. Բացատրել Ֆոտոդիոդի աշխատանքը:

24. Ո՞րոնք են Ֆոտոտրանզիստորի առավելությունները Ֆոտոդիոդի համեմատ:

25. Դուրս բերված բազային ելուստով Ֆոտոտրանզիստորը  ի՞նչ հնարավորություններ է ապահովում:

26. Գծել Ֆոտոռելեյի սխեման, բացատրեք աշխատանքի սկզբունքը հատային ապրանքների հաշվարկման օրինակով: 

27. Ի՞նչպիսի օպտոէլեկտրոնային սարքեր գիտեք:

28. Բացատրել դիոդա- տրանզիստորային օպտրոնի աշխատանքը:

29. Ո՞րն է  մեկուսացված փականով երկբևեռ տրանզիստոր­ների ստեղծման անհրաժեշտությունը:

30. Ի՞նչ է ինտեգրալ միկրոսխեման:

31. Թվարկել ինտեգրալ միկրոսխեմաների տեսակները:  

>>

 

3.­ ԷԼԵԿՏՐԱԿԱՆ  ԱԶԴԱՆՇԱՆԻ  ՈՒԺԵՂԱՐԱՐՆԵՐ

Էլեկտրական ազդանշանի ուժեղարարները մեծ կիրա­ռու­թ­յուն  են գտել ավտոմատիկայում, հաշվիչ տեխնիկայում, ին­ֆոր­­­մա­ցիոն չա­փիչ համակարգերում, կապի և արդյունաբերու­թյան տարբեր բնագա­վառ­­ներում:

Ուժեղարարներն օգտագործվում են մուտքային ազդա­նշա­­նի հզո­րու­­թյան մեծացման նպատակով: Ուժեղարարն ակտիվ քա­ռա­­բևեռ է, որի մուտքային ելուստների միջև միացվում է ուժե­ղաց­­­վող ազդանշանի Eգ լար­ման աղբյուրը` իր Rգ ներքին դիմադրությամբ, իսկ ելքային ելուստների միջև` Rբ բեռը (նկ.3.1):     

Հզորության  մեծացումը ուժեղարարի բեռի վրա կատար­վում է E սնման լարման  աղ­բյուրի էներգիայի հաշվին: Մուտքա­յին փոքր հզո­րու­թյան  ազդանշանը  կառավարում է էներգիայի փո­խան­­­ցումը սնման աղ­բյուրից բեռին: 

Ուժեղարարը որպես քառաբևեռ, օժտված է Rմ մուտքային և Rե ել­քա­յին դիմադրություններով: Rբ բեռի նկատմամբ այն կա­րե­լի է ներ­կա­յաց­նել  Eգ լարման գեներատորով (նկ.3.1,ա) կամ  I հո­սան­քի  գենե­­րա­­տորով  (նկ.3.1,բ)

Ըստ կառուցվածքի ուժեղարարը կարող է ու­նենալ մեկ կամ մի քա­նի մուտքեր և ելքեր: Նկ.3.2ա,գ-ում բեր­ված են մեկ մուտ­­քով և մեկ ելքով ուժեղարարների նշանակումները, իսկ նկ.3.2բ,դ-ում` երկու մուտքով և երկու ելքով ուժեղարարների նշանակումնե­րը: Ուժե­­ղա­րում մուտքային և ելքա­յին լարումների միջև փու­­­­լա­յին շեղումը կարող է չլինել, կամ կազմել 1800: Առաջին դեպ­քում ուժե­ղարարը կոչվում է չշրջող (նկ.3.2ա,գ), երկրորդ դեպ­քում` շրջող (նկ.3.1բ,դ): Շրջող մուտքը պատկերվում է շրջա­նա­գծով: Որոշ դեպքերում, շրջող մուտքը պատ­կեր­­վում է « - » նշանով, իսկ չշրջող մուտքը`«+» նշանով:

>>

 

3.1.Ուժեղարարների դասակարգումը    

Ըստ կիրառման բնագավառի և ելքային ու բեռի դիմադ­րու­թյուն­նե­րի առնչության` ուժեղարարները  բաժանվում են երեք խմբի` լար­ման, հոսանքի և հզորության: Լարման ուժեղարար­նե­րի Rե ելքային դի­մադ­րու­­թ­յունը շատ փոքր է բեռի Rբ դիմադ­րու­թյու­նից: Հոսանքի ուժեղա­րար­ներում Rե ելքային դի­մադ­րու­թ­յունը շատ մեծ է բեռի Rբ  դիմադրությու­նից: Հզորու­թյան ուժե­ղա­­րար­­նե­րում այդ դի­մա­­դ­րու­թյուն­ները միև­նույն կարգի են (Rե Rբ):

Ըստ ուժեղարարում ուժեղացվող ազդաշանի տեսքի` տար­բե­րում են հարմոնիկ և իմպուլսային ազդանշանի ուժե­ղա­րար­ներ: Հար­մո­­նիկ ազդանշանի ուժեղարարները կիրառվում են երբ ազդանշանը փո­փոխվում է ուժեղարարում անցողիկ երևույ­թ­ներից ավելի դանդաղ: Իմպուլսային ուժեղարարներում ազդա­նշանի փոփոխման արագությունը շատ մեծ է, և անցողիկ երևույ­թ­­­ները չպետք է աղավաղեն ազդա­նշա­նի տեսքը:

Մուտքային ազդանշանի հաճախության փոփոխման տի­րույ­թի մե­ծու­թյունից կախված` տարբերում են հաստատուն և փո­փո­խա­կան հո­­սան­քի ուժեղարարներ: Հաստատուն հոսանքի ուժե­­­ղա­րարները ուժե­ղա­ց­նում են զրոյից մինչև որոշակի սահմանա­յին բարձր հաճախության ազդանշան­ներ (0≤ f ≤ fսբ), իսկ փոփո­խական հոսանքի ուժեղարար­նե­րը` որոշակի սահմանային ցածր հաճախությունից (fսց) մինջև որո­շա­կի սահմանային բար­ձր (fսբ) հաճախության ազդանշան­ները (fսց ≤f ≤ fսբ): fսբ - fսց = ∆f մե­ծու­թ­յունը կոչվում է հաճախությունների թող­անցման շերտ: Կախված fսբ և fսց արժեքներից` փոփոխա­կան հո­սանքի ուժե­ղա­­րար­­նե­րը բաժանվում են հետևյալ խմբերի` ցածր, բարձր, լայնա­շերտ և ընտ­­րո­­ղական ուժեղարարներ: Ցածր հաճախության ուժե­­ղարար­ների հա­ճա­խությունների թողանց­ման շերտը գտնվում է միավորից մինչև  հարյուրավոր կհեր­ցե­­­րի միջակայքում: Բարձր հաճախության ուժե­ղարար­նե­րում այն ընդունում է հարյուրավորներից  մինչև հազարա­վոր ՄՀց արժեքներ: Լայնաշերտ ուժե­ղարարներում այն ըն­դու­­նում է տաս­նյակ կհերցերից մինչև հարյուրավոր ՄՀց արժեքներ: Ընտ­րո­­­ղական ուժեղարարներն ունեն հա­ճա­խություն­ների  թողանցման շատ նեղ շերտ:

Պարզագույն կառուցվածքով ուժեղարարը կոչվում է ուժե­­ղա­րար կաս­կադ: Մեծ ուժեղացում ապահովելու նպատակով մի քանի կասկադ­ներ միացվում են հաջորդաբար և ուժեղա­րա­րը  կոչվում է բազմա­կաս­կադ: Կապը կասկադների, ինչ­պես  նաև  մուտ­քային ազդանշանի աղ­բյու­րի և ուժեղարարի մուտ­քի,  բեռի և ուժեղարարի ելքային շղթայի միջև կարող է իրականաց­վել ան­մի­ջաբար (առանց լրացուցիչ շղթայի), ունակության կամ էլ տրան­ս­­ֆոր­մատորի միջոցով: Առաջին դեպքում ուժեղարարը կոչվում է անմի­ջա­կան կապով, երկրորդ դեպքում`ունա­կա­­յին կամ RC կապով, երրորդ դեպքում`տրանսֆորմատորային կա­պով: Անմիջական կապը կիրառ­վում  է ինչպես հաստատուն, այն­պես էլ փոփոխական  հոսանքի  ուժեղարարներում, իսկ ունա­կա­յին և տրան­ս­­­­­­­ֆորմատորային կապերը` փոփոխական  հոսանքի  ուժե­ղա­րարներում:

>>

 

3.2. Ուժեղարարների հիմնական պարամետրերը և բնութագծերը

Ուժեղարարի որակական և քանակական հատկություն­ները բնո­րոշ­­­վում են իր պարամետրերով ու բնութագծերով: Ուժեղա­րա­րի հիմնա­կան պարամետրերն են` ուժեղաց­ման գործակիցը, հաճախությունների բաց թողմնան շերտը, մուտքա­յին և ելքային դիմադրությունները, ելքա­յին հզորությունը, ուժե­ղաց­վող ազդա­նշանի տեսքի աղավաղման աս­տի­ճանը և այլն:

Ուժեղացման գոր­ծակից: Ուժեղացման գոր­ծակիցը գնա­հատ­­­վում է ուժեղարարի ելքային և մուտքային ազդա­նշան­ների հարա­բերությամբ: Ըստ այդ ազդանշանների բնույթի լինում են`     

լարման ուժեղացման

հոսանքի ուժեղացման

հզորության ուժեղացման   

Ուժեղացման գործակիցը չափման միավոր չունի: Որոշ  դեպ­­­­քե­րում այն արտահայտում են լոգարիթմական միավորնե­րով` դեցի­բելերով (դԲ)

Որոշենք բազմակասկադ ուժեղարարի ուժեղացման գոր­ծա­կիցը առանձին կասկադների ուժեղացման գործակիցների մի­­ջո­ցով: Ենթա­դ­րենք  բազմակասկադ ուժեղարարը բաղկացած է N թվով կասկադնե­­րից (նկ.3.3): Ուժեղարարի i-րդ կասկադի ուժե­­ղաց­ման գործակիցը կարտա­հայվի հետևյալ հավասա­րու­մով

Օգտվելով նկ. 3.3-ից` կասկադների ուժեղացման գործակից­ների համար կարող ենք գրել`

Բազմակասկադ  ուժեղարարի  ուժեղացման  գործակիցը կլինի`                                     

Բազմապատկելով իրար կասկադների ուժեղացման գործակիցնե­րը` կստանանք `                                           

Ստացված հավասարումից եզրակացնում ենք, որ բազ­մա­­կաս­­կադ ուժեղարարի ուժեղացման գործակիցը հավասար է դրա մեջ մտնող կաս­­­կադ­ների ուժեղացման գործակիցների ար­տա­դրյալին: Այդ եզրա­կացությունը  ճշգրիտ է նաև հոսանքի և հզորու­­թյան ուժեղացման գոր­ծակիցների համար: Լոգարիթմելով (3.4) հավասարումը և բազմա­պատ­կե­լով այն 2O-ով` կստանանք, որ լոգարիթմական միավորներով  արտահայտման դեպքում բազ­­­մա­կասկադ ուժեղարարի  ուժեղացման գոր­ծա­կիցը հավա­սար է կասկադների ուժեղացման գոր­ծա­կիցների գումարին`

Օգտակար գործողության գործակից: Հզորության ուժե­ղա­րա­ր­նե­րում կարևոր պարամետր է նաև օգ­տա­­կար  գործո­ղու­թյան գործա­կիցը (օ.գ.գ.): O.գ.գ. - ն որոշվում է ուժեղարարի ել­քից բեռին տրված օգտա­կար Pբ և սնման աղբյուրներից ծախս­ված  Pլ լրիվ հզորության հարա­բերությամբ`

Հաճախությունների թողանցման շերտ: Ուժեղարար­նե­րում օգտա­­գործվում են տրանզիստորներ և ռեակտիվ տար­րեր: Մուտ­քային ազ­դա­նշանի հաճա­խու­­թյան փոփոխումից  փո­փոխ­վում են ռեակ­տիվ տարրերի XC=1/ωc, XL=ωL դիմադ­րու­թյունները, դրանց վրայի լար­ման անկումները և ել­քային լարումների փուլային շեղ­ման մեծությունները: Արդյունքում հա­ճա­խության  փոփոխ­ու­թ­յու­նից փոփոխվում է ուժեղաա­րի ուժե­ղաց­ման գործակիցը:

Աշխատանքային հաճախութ­յուն­ների տիրույթը, ուր ուժե­ղաց­ման գործակիցը չի փոքրացել իր առավելագույն արժե­քի  մե­ծու­­թյունից, կոչվում է ուժեղարարի հաճա­խու­­­թյուն­ների  թողանց­ման շերտ: Ուժեղարարի ուժեղացման գործակցի Ku(ω) մոդուլի և հա­ճա­խության առն­չու­թ­յունը կոչվում է ամպլի­տու­դա-հաճա­խական բնութագիծ (ԱՀԲ): Այդ բնութագիծը հաճախ կա­ռու­ցում են լոգա­րիթ­մա­կան միավորներով և այն կոչվում է լոգարիթմա­կան ամպ­լի­տու­­դա-հա­ճա­­խական  (ԼԱՀԲ): ԱՀԲ-ի և ԼԱՀԲ-ի օրի­­նակ­­ներ պատ­­կեր­­ված է նկ.3.4ա,բ-ում: Բնու­թագծերում Ku0–ն    ուժե­­­­ղաց­ման գոր­ծակ­ցի առավելա­գույն ար­ժեքն է: Հաճա­խու­թ­յուն­ների ­­թողանցման շերտը որոշ­վում է ԱՀԲ-ի վրա տան­ե­լով 0.707Ku0 մա­կար­դակով հորի­զո­նա­կան գիծ: Վերջինիս բնու­թա­գծի հետ հատման կե­տե­­րից որոշում են աշխա­տան­քային սահմանային ցածր ωսց և բարձր ωսբ հաճա­խու­թյուն­­ները:

Հաճա­խու­թյուն­ների թողանցման շերտը կլինի ∆ω = ωսբ - ωսց  կամ ∆f = fսբ - fսց  մե­ծու­թյունը: ԼԱՀԲ-ի դեպ­քում բաց­թողման շեր­տում ուժե­ղաց­ման գոր­ծա­կիցը, արտահայտված դԲ-ով, փոք­րանում է 3 դԲ - ով:

 Տարբեր Ku0–ներ ունեցող ուժեղարարների ԱՀԲ-ների հա­մե­­մատ­ման նպա­տակով, դրանք չափորոշվում են, արտահայտելով հա­րաբե­րա­կան Nu(ω) = Ku(ω) / Ku0 մեծություններով: Որպես օրինակ նկ.3.5ա,բ–ում բերված են հաստատուն և փոփոխական հոսանքի ուժե­ղա­­րար­ների չափորաշված ԱՀԲ - երը:

Բացի վերոհիշյալ բնութագծերից,  կիրառվում են նաև ամ­պլի­տու­դա­յին և անցողիկ բնութագծերը: Ամպլիտուդային բնու­թա­գի­ծը մուտ­քային և ելքային ազդանշան­ների առաջին հար­մոնիկ­նե­րի ամպլիտու­դային արժեքների կապն է (նկ.3.6,ա): Անցո­ղիկ բնութա­գիծը ուժե­ղա­րարի ելքա­յին ազդանշանի ժամանա­կային փո­փո­խությունն է, երբ նրա մուտ­քում կի­րառ­ված է  թռիչ­քաձև փո­փոխ­վող ազդանշան (նկ.3.6,բ): Ամպլիտուդային բնութագիծը տե­սա­կանորեն ուղիղ գիծ է, բայց իրա­­կա­նում ուժեղարարում ոչ գծային բնութագծերով տար­րե­րի առկա­յության հետևանքով դառնում է ոչ գծային:

Անցողիկ բնութագիծը հնարավորություն է տալիս որոշե­լու ազ­դա­­ն­շանի հաստատման tհ ժամանակը և ելքային լարման ∆Uեառ. գերաճը: Ուժե­ղարարում ռեակտիվ տարրերի պատ­­ճա­­ռով մուտքային ազ­դա­նշա­նի թռիչքաձև փոփոխու­թյուն­ների դեպ­քում ելքային ազդանշանը թռիչ­քա­ձև փոփոխվել չի կարող, որի հետևանքով ելքում լարումը հաս­տատ­վում է որոշա­կի tա աճի ժա­մանակահատվածի ընթացքում: Այն գնա­հատ­վում է ելքա­յին լար­ման հաստատված արժեքի 0,1...0,9 մա­կա­ր­դակ­ներով:

Ելքային լար­ման հաստատման գործընթացը կարող է իրա­կա­նա տա­տա­նողական տեսքով: Այդ դեպքում շատ կարևոր է հաս­տատ­ված ար­ժե­քից առավելագույն շեղման մեծությունը, որը և կոչվում է ելքային լարման գերաճ (∆Uեառ): 

Մուտքային և ելքային դիմադրություններ: Մուտքային և ել­քային դիմադրություններն ուժեղարարի կարևոր պարամետ­րե­րից են: Դրանց մեծություններն անհրաժեշտ է հաշվի առնել մուտ­քային ազդա­նշա­նի աղբյուրի ներքին և ուժեղարարի մուտ­քային  դիմադ­րության,  ինչ­պես նաև, ուժեղարարի ելքային և բե­ռի դիմադրությունների համա­ձայ­­նեցման ժամանակ: Այդ դի­­մա­դրությունները կոմպլեքս մեծություն­ներ են և կախված են հա­­ճա­­խությունից: Գործնական հաշվարկների  ժամանակ օգտա­գործվում  են այդ դիմադ­րությունների ակտիվ բաղա­դրիչ­ները: Դրանք են` 

 որտեղ U – ն ելքում պարապ ընթացքի լարումն է (Rբ = ∞), I – ն` կարճ միաց­ման հոսանքը:

>>

 

3.3. Աղավաղումներն ուժեղարարներում           

Ուժեղարարի որակական կարևոր հատկանիշներից է ուժե­­ղաց­­վող ազդանշանի տեսքի ճշգրիտ պահպանումը ելքում:

Տեսա­կանորեն ուժե­ղարարի ելքային ազդանշանը պետք է նույ­նու­թյամբ կրկնի մուտ­քային ազդանշանի տեսքը: Սակայն ռեակ­տիվ և ոչ գծային բնութա­գծերով տարրերի առկայությունը հան­գե­­ցնում է մուտ­քա­յին և ելքային ազդա­նշանների տեսքերի տար­բերության:Այդ տար­բե­­րությունը կոչ­վում է ազդանշանի աղավա­ղում: Եթե ուժեղացման ժա­մա­նակ  ազդա­նշանի  տեսքը  պահ­պան­վել է, բայց ելքային ադանշանը Δt ­ ժամանակով շեղվել է մուտքային ազդանշանի նկատ­մամբ, ուրեմն այդ ազդանշանը ուժեղաց­վել է առանց աղավաղումների:

Առանց աղավա­ղումների ուժե­ղացման պայմանը հետևյալն է`     

Աղավաղումներն ուժեղարարներում  բաժանվում  են  երկու խմբի` գծային և ոչ գծային աղավաղումներ: Ոչ գծային աղա­վա­ղումնե­րի առա­ջացման պատճառն ուժեղարարում ոչ գծա­յին բնութագծերով  տարրե­րի առկայությունն է (տրանզիս­տոր­ներ, տրանս­ֆորմատորներ): Նկ.3.7-ում պատկերված է տրան­զիս­տ­ո­րի մուտքային բնութագծի ոչ գծայ­նու­թյան պատճա­ռով բազային հոսանքի աղավաղման երևույթը: Տրանզիս­տորի մուտքում սի­նու­­սոիդային լարման դեպքում բազային հո­­սանքը փոփոխվում է ոչ սինուսոիդային օրենքով, հետևաբար կոլեկտո­րային հո­սան­քը և ելքային լարումը նույնպես կփոփոխվեն ոչ սինուսոի­դային օրեն­­­քով: Ոչ գծային աղավաղման պատճառով ուժե­ղա­րարի ել­քա­յին ազդանշանը, բացի մուտքային ազդանշա­նի հաճախությու­նից,  պարու­նա­կում է նաև այլ հաճախո­ւ­թյան տատանումներ: Ազդանշանի առաջին հարմո­նիկը ուժե­ղաց­վող ազդանշանն է, իսկ մնացած հարմո­նիկները աղա­վաղ­ման արդյունք են: Ոչ գծա­յին աղավա­ղումները քանակապես գնա­­հատ­վում են ոչ գծա­յին աղավաղման գոր­ծակցով: Ոչ գծային աղավաղման գործա­կիցը  որոշվում  է հետևյալ արտա­­հայ­տու­թյամբ`

որտեղ Pi, Ui, Ii մեծությունները ելքային ազդանշանում i -րդ հար­մո­նի­կի հզորության, լարման և հոսանքի արժեքներն են:

Օգտագործվում է նաև հարմոնիկների գործակից հաս­կա­­ցու­­­թյու­նը, որը որոշվում է հետևյալ արտահայտությամբ`                                               

Հաշվարկների ժամանակ այդ  հա­վա­­սա­րում­նե­րը կի­րա­­ռելիս հաշ­վի  են առնվում միայն երկրորդ և եր­րորդ հար­մո­նիկ­ները, քանի որ ազ­դա­նշանում ավելի բարձր հարմոնիկ­նե­րն ունեն փոքր հզ­որու­թյուն: Բազմակասկադ ուժեղարարներում Kոչգ և Kհ գործակից­նե­րը որոշ­վում են կասկադների համապատասխան գործակից­ների գումարով`

Ոչ գծային աղավաղումները կախված են մուտքային ազ­դա­­նշա­նի ամպլիտուդից: Ազդանշանի հաճախության փոփոխու­թյու­նը ոչ գծա­յին աղավաղումներ չի առաջացնում: Առավելա­գույն ոչ գծային աղա­վա­ղումներն առաջանում են ելքային կասկադնե­րում, որտեղ մուտքային ազդանշանի ամպլիտուդը մեծ է: Մուտ­քա­յին ազդանշանի առավելա­գույն մեծությունը սահմանա­փակ­­վում է ոչ գծային աղավաղումների մակարդակով, ըստ այդմ ուժե­ղարարի աշխատանքը բնորոշվում է ևս մեկ պարամետրով, որը կոչվում է մուտքային ազդանշանի փոփոխման դինամիկ միջակայք`

Մուտքային ազդանշանի առավելագույն Uմառ. արժեքը սահ­մա­նա­փակվում է ոչ գծային աղավաղումների մակարդակով, իսկ նվազա­գույն Uմնվ.  արժեքը`  աղմուկների մակարդակով:

Գծային աղավաղումները պայմանավորված են ուժեղա­րա­­րում օգ­­տագործված տրանզիստորների h21է փոխանցման գոր­ծակցի և ռեակ­­տիվ տարրերի դիմադրությունների հաճախա­կա­ն փոփոխու­թյուն­նե­րով: Գծային աղավաղումների մակար­­դակը կախված չէ մուտ­քային ազդա­նշանի ամպլիտուդից: Այն կախված է միայն մուտքային ազդա­նշանի հաճախությունից:

Ուժեղարարում գծային աղավաղումները բացակայում են, եթե ուժե­­­ղա­րարի ամպլիտուդա-հաճախական բնութա­գիծը որոշվում է  արտահայտությամբ:

Գծային աղավաղումները գնահատվում են հաճախակա­ն աղա­վա­ղուման M գործակցով, որը որոշվում է միջին հաճա­խությունների դեպ­քում ուժեղացման Ku0 և  f  հաճախության դեպ­­քում  Kuf  գործա­­­­կից­­ների  հարաբերությամբ`

Սովորաբար, հաճախական աղավաղման գործա­կի­ցը որո­շում են սահմանային ցածր fսց և բարձր fսբ հաճախու­թյուն­ների դեպ­քում: Սահ­­­­մա­նային համարվում են այն հաճա­խու­թյուն­ները, որոնց դեպ­­քում  ուժեղացման գործակիցը նվազում է մինչև  արժեքը `

Բազ­մակասկադ ուժեղարարներում հաճախական աղա­­­­­­վա­­ղում­­­նե­րի գործակիցը որոշվում է կասկադների հաճա­խա­կա­ն աղավաղ­ման գոր­ծակիցների արտադրյալով`

Ուժեղարարներում, ըստ կիրառման բնագավառի, սահ­մա­­­­նա­յին հա­­­ճա­խու­թյունները տարբեր արժեքներ ունեն: Ուժե­ղարա­րի աշխա­տան­քային հաճախական  թողանցման  որոշ­վում է fսբ - fսց մեծու­թ­յամբ, որը կոչվում է ուժեղարարի հաճա­խական թողանցման շերտ:

Ըստ հաճախական թողանցման շերտի լայնության ուժե­­­­­­ղա­­­րա­րները բաժանվում են երկու խմբի` լայնաշերտ և ընտ­րո­ղա­կան:  Լայ­նա­շերտ ուժեղարարներում fսբ >> fսց, իսկ ընտ­րողա­կան ուժեղարար­նե­րում fսց-ն մոտ է fսբ-ին: Հաս­տա­տուն հո­սան­քի ուժեղարարներում fսց-ն ձգտում է զրոյի, իսկ բարձր հաճա­խական ուժեղարարնե­րում fսբ-ն  ձգտում  է անսահ­մա­նու­թյան:

Գծային աղավաղումների մեկ այլ բաղադրիչ են փուլային  աղա­վա­ղումները: Փուլային աղավաղումները չեն ազդում ազ­դա­նշանի հա­ճախական բաղադրության և հարմոնիկների ամպ­լի­տուդների առն­չու­թյան վրա, այլ առաջացնում են  ելքա­յին ազդանշանի տեսքի փո­փո­խություն շնորհիվ` տարբեր հարմո­նիկ­ների ուժեղացման ընթաց­քում առաջացած տարբեր փուլային շեղումների:

Որոշենք այն պայմանը, որի դեպքում փուլային աղավա­ղում­նե­րը բացակայում են: Մուտքային ազդանշանի հարմոնիկ­ները նկարագր­վում են հետևյալ հավասարումով`

Ուժեղացումից հետո կստանանք`                                                                                            

Ենթադրենք`  , որտեղ ∆t - ն հաստատուն է: Այդ պայ­մանի դեպքում կստանանք`                                                                        

Վերջին հավասարումը ցույց է տալիս, որ ուժեղարարում փու­­­լային աղավաղումները բացակայում են, եթե փուլային շե­ղումները հաճա­խու­­­­թ­յունից կախված են գծային օրենքով:

>>

 

3.4. Ուժեղարարների մաթեմատիկական նկարագրությունը

Ուժեղարարի փոխանցման ‎‎‎‎Ֆունկցիան

Ուժեղարարների ուսումնասիրման և անհրաժեշտ պարա­մետ­րերով նոր ուժեղարար­ների սինթեզման ժամանակ օգտա­գործվում է ուժե­ղա­րարի մաթեմատիկական նկարագրությունը` մաթեմատի­կա­կան մոդելը: Սովորաբար ուժեղարաներում օգտա­գործվող տարրերն ունեն ոչ գծային բնութագծեր, և դրանց պարա­մետրերը կախված են ժամա­նա­կից ու շահագործման արտա­քին պայմաններից: Սակայն գործնական մի շարք խնդիր­ներում այդ գործոններով կարող է անտեսվել և ուժե­ղա­րա­րը դիտարկվել որպես գծային անընդհատ գործողության սարք: Այդ դեպքում ուժեղարարի մաթեմատիկական մոդելի կազ­­մ­­ման համար կարող է օգտագործվել հաստատուն գործա­կից­ներով դիՖերեն­ցիալ հավասարումների համակարգը:  

Ուժեղարարի մաթեմատիկական մոդելը օպերատորային տես­քով կարող է նկարագրվել հետևյալ դիֆերենցիալ հավասա­րումով`  

որտեղ uե, uմ - ն ելքա­յին և մուտքային լարումների ակնթար­թա­յին ար­ժեք­­ներն են,  ai, bi - ն` հաստատուն գործակիցներ են և որոշ­­վում են ուժեղարարում օգտագործված տարրերի (օրինակ` R,C,L ) պարա­մետ­­րե­­րի գումարով ու արտադրյալով:

Ուժեղարարի փոխանցման ֆունկցիան կլինի`                                       

Փոխանցման ֆունկցիայի համարիչի ու հայտարարի բազ­­ման­դամ­ները արտահայ­տե­լով արտադրիչներով` կստա­նանք                                                                 

որտեղ k, f. d  մեծությունները կախված են դիֆերենցիալ հավա­սարման m և n գործակիցներից և k ≤ m, d ≤ f ≤ n : 

(3.17) - ից եզրակացնում ենք, որ յուրա­քան­չյուր ուժեղարարի փո­խանցման ֆունկցիա կարող է ներկա­յաց­վել մի քա­նի պարզ փո­խանց­ման ֆունկցիաների արտադրյա­լով: Այդ դեպքում յուրաքանչյուր պարզ փոխանցման ֆունկցիա իրականացնելով հա­մա­պատասխան տի­պային օղակով (շղթա­յով)` հնա­րավոր է ցանկացած ուժեղարար ներկա­յացնել մի քանի տի­պային օղակների կասկադային միացումով: 

>>

 

3.5. Ուժեղարարների հաճախական բնութագծերը

Ուժեղա­րարի հաճախական հատկությունները նկա­րա­­գր­վում են ամպլիտուդափուլային բնութագծով: Ամպլի­տու­դա-փուլային բնու­թա­գիծը կարող ենք որոշել ուժեղարարի փոխան­ց­ման ֆունկցիայում փոխա­ր­ինելով p = jω-ով

որտեղ     փոխանցման ֆունկցիայի իրական և կեղծ մա­­սերն են: Ամպլիտուդա-փուլային բնու­թա­գիծը կառուց­ված P և jQ կոոր­դինատներով և կոչվում է ուժեղարարի հոդոգրաֆ (նկ.3.8,ա): Հոդո­գրա­ֆի տես­քով կարող են որոշվել ուժեղարարի հիմ­նական հատ­կա­­նիշ­ները: Սակայն ուսումնասիրությունների ժա­մանակ լայն կիրառու­թյուն են գտել լոգա­րիթ­մական ամպլի­տու­դա-հաճախական և  փուլա-հաճախական բնութա­գծերը` կառուցված որպես անկախ բնու­թա­գծեր: Լոգարիթմա­կան ամպլիտուդա-հաճախական բնութագիծ (ԼԱՀԲ) և փուլա-հաճա­խական (ՓՀԲ) անվանում են հետևյալ առնչություն­ները`

          (3.17) - ից կարող ենք գրել`

Վերջին արտահայտությունները ցուց են տալիս, որ  ուժեղա­րա­րի լո­­գա­րիթմական ամպլիտուդա - հաճախական և փու­լա -­ հաճախական բնութագծերը կարող են կառուցվել տարրա­կան օղակների լո­գա­րիթ­մա­կան ամպլիտուդա-հաճա­խական և փուլա-հաճախական բնութագծե­րի հանրահաշ­վական գումա­րու­մով:

Դիտարկենք այդ բնութագծերի կառուցման եղանակը`

ա) կազմում են սխեմայի տարրերին կիրառված լարում­ների և դրան­­ցով հոսող հոսան­ք­ների միջև առնչությունները,

բ) օգտվելով ստացված առընչություններից` գրում են ուժ­ե­­­­­ղա­­րա­րի մուտքային և ելքային լարումների միջև կապը բարձր կարգի դիֆե­րեն­ցիալ հավասարման տեսքով: Դիֆերեն­ցիալ հա­վա­սարման կարգը հա­վասար է ուժեղարարում միաց­ված ռեակ­տիվ տարրերի թվին,

գ) դիֆերենցիալ հավասարումը պատկերում են օպերա­տո­րային տեսքով, և կազմում են ուժեղարարի փոխանցման ֆունկ­­ցիան,

դ) փոխանցման ֆունկցիան վերածում են տարրական օղակ­­ների  փոխանցման ֆունկցիաններին համապատասխանող ար­տադրիչների,

ե) կառուցում են տարրական օղակների հաճախական բնութա­գծերը, և դրանց գումարումով ստանում ուժեղա­րարի լոգարիթմական ամպլիտուդա-հաճախական ու փու­լա-հա­ճախական բնութա­գծե­րը:     

Հաճախական բնութագծերը կարող են կառուցվել ավելի պարզ եղանակով: Ուժեղարարի սխեման բաժանում են տարրական օղակնե­րի: Կառուցում են դրանց հաճախական բնութագծերը և վերջիննե­րիս գումարումով կառուցում ուժե­ղա­րարի հաճախական բնութա­գծերը:

Գործ­­նական սխեմաներում ԼԱՀԲ-ների կառուցման ժամա­նակ օգ­տա­գործ­վում են ասիմպտոտային բնութագծեր, որոնք ներ­կայացվում են n.20-դԲ/դեկ թեքությամբ գծային հատվածներով (n-ը ամբողջական թիվ է): Նման մոտեցումը հնարավորություն է ընձեռում լուծելու հակա­ռակ խնդիրը, այն էէ ունենալով ԼԱՀԲ-ը, որոշել ուժեղարարի կառուց­ված­քային սխեման: Այդ խնդիրը լուծ­վում է հետևյալ ալգորիթմով`

ա) ուժեղարարի  հատկանիշներով կառուցում են ԼԱՀԲ - ը,

բ) կառուցված ԼԱՀԲ - ը պատկերում են տարրական օղակ­­ների բնու­թագծերի գումարի տեսքով, 

գ) յուրաքանչյուր անջատված տարրական օղակի բնու­թա­գծին հա­­մա­պատասխան ընտրում են օղակի էլեկտրական սխե­ման, և հաշ­­­­վում` սխեմայի պարամետրերը,

դ) ընտրված օղակների սխեմաները միացնում են հաջոր­դաբար և ստանում անհրաժեշտ ուժեղարարի սխեման:

Վերոհիշյալ եղանակը կիրառելի է միայն ազդանշանի միա­կող­մա­նի փոխանցման դեպքում, այսինքն այնպիսի սխեմա­ներում որտեղ հա­ջորդ օղակ­­­նե­­րի պարամետրերի փոփոխությունը չի ազ­դում նախորդ օղակ­ների պա­րա­մետ­րերի վրա: Դրանից  բխում է, որ օղակների միջև պետք է միաց­­նել միակողմանի փո­խանցում ապա­­հովող շղթաներ, և հաջորդա­բար միաց­ված օղակ­ների ժա­մանակի հաստատունները պետք է զգա­լիո­րեն իրա­րից տար­բերվեն:

Դիտարկենք նկ.3.8,բ-ում բերված է ԼԱՀԲ-ով ուժեղա­րա­րի սխե­­­­մայի կառուցումը: Այդ ԼԱՀԲ-ը կարող ենք դիտարկել որպես K1(ω), K2(ω), K3(ω)  ԼԱՀԲ- ներով կազմված օղակների հա­­­ջոր­դա­կան միաց­ված ուժե­ղարարի ԼԱՀԲ (նկ.3.8,գ): K2(ω) և K3(ω)  ԼԱՀԲ-ները իրակա­նաց­վում են R1, C1 և R2, C2  տարրերով  կազմ­­ված  օղակներով,  իսկ  K1(ω) – ն` ուժե­­­­­ղա­­րարով  (նկ.3.8,դ):

>>

 

3.6.  Հետադարձ կապն ուժեղարարներում

Ուժեղարարների պարամետրերի և բնութագծերի ցան­կա­լի փո­փո­խու­թյունների նպատակով ուժեղարարի ելքային ազդա­­­նշանը կամ դրա մի մասը փոխանցվում է մուտքին` ստեղծելով հե­տադարձ կապ ուժե­ղա­րա­րում: Այդպիսի ուժեղարարները կո­չ­վում են հետադարձ կա­պով ուժե­ղարարներ:

Հետադարձ կապով ուժեղարարի կառուցվածքային  սխեման  բեր­ված է նկ.3.9-ում: Սխեմայում 1-ով  նշանակված  է առանց հետա­դարձ կապի ուժեղարարը, 2-ով` հետադարձ կապի շղթան:              

Հետադարձ կապի շղթայի միջոցով ելքային ազդանշանը վերած­վում է հետա­դարձ կապի  լարման և տրվում է ուժեղա­րա­րի մուտ­­­քին, որ­տեղ հանվում է  մուտքային ազդանշանից կամ գու­մար­­վում է դրան:

Հետադարձ կապի ազդանշանը կարող է  ստացվել տար­բեր  եղա­նակ­ներով: Ըստ հետադարձ կապի ազդանշանի ստաց­ման եղանակի` ուժեղարարները բաժանվում են երեք խմբի` ըստ լարման, հոսանքի և խառը հետադարձ կապով ուժեղարարներ: Ըստ լարման հետադարձ կա­պը բերված է նկ.3.10,ա-ում: Հետա­դարձ կապի ազդանշանը ստաց­վում է ելքային լարումից Z1, Z2 ռեզիստորներից կազմված լարման բա­ժա­նիչի միջոցով:

Ըստ հոսանքի հետադարձ կապի դեպքում (նկ.3.10,բ) հետա­դարձ կապի ազդանշանը ստացվում է ելքային հոսանքից, բեռին հա­ջոր­դաբար միացված Zհկ ռեզիստորի միջոցով: Խառը հե­տա­դարձ կապով ուժեղարարներում հետադարձ կապի ազ­դա­ն­շա­նը ձևավորվում է ելքային լարման և հոսանքի համատեղ ազ­­դե­ցու­թ­յունից` Z1, Z2, Zհկ ռեզիստորների միջոցով (նկ.3.10,գ):

Հետադարձ կապի ազդանշանը ուժեղարարի մուտքային ազ­­­­­դա­­ն­շա­նի հետ կարող է միացվել հաջորդաբար (նկ.3.10,դ)  կամ զու­գահեռ (նկ.3.10,ե): Առաջին դեպքում ուժեղարարը կոչ­վում է հաջոր­դական, երկ­­րորդ դեպքում`զուգահեռ հետադարձ կա­­պով: Եթե հետա­դարձ կա­պի և մուտքային ազդանշանները փու­­լով համըն­կ­նում  են,  հետադարձ կապը  կոչվում  է  դրական, իսկ եթե դրանց միջև փու­լային շեղումը 180օ է` բա­ցասական: Բա­ցա­սա­­կան հետա­դարձ կապը կիրառվում է ուժեղա­րար­նե­րում, դրա­­կան հետադարձ կապը` գեներա­տորներում:

>>                               

 

3.6.1.  Հետադարձ կապի ազդեցությունն ուժեղարարի պարամետրերի վրա

Ուժեղարարներում մեծ կիրառություն է գտել ըստ լար­ման հա­­ջոր­դական հետադարձ կապը: Որոշենք այդ հետա­դարձ կապի ազդեցու­թյունն ուժեղարարի պարամետրերի վրա (նկ.3.11):

Ուժեղացման գործակից: Առանց հետադարձ կապի ուժե­ղա­­րա­րի ուժեղացման, հետադարձ կապի շղթայի փոխանց­ման և հետադարձ կա­­պով ուժեղարարի ուժեղացման գործակից­ները որոշվում են հետևյալ հավասարումներով`

Ելքային լարման համար կարող ենք գրել` Uե = KuU: Դրական հե­տադարձ կապի դեպքում` U = Uմ + Uհկ , իսկ բա­ցա­սական հետադարձ կապի դեպքում` U = Uմ - Uհկ:

Տեղադրելով ելքային լարման հավասարման մեջ U-ի ար­տա­­հայ­տու­թյունները` կստանանք

Վերջին հավասարումը բաժանելով Uմ-ի` կունենանք

(3.22)-ից բացասկան և դրական հետադարձ կապով ուժեղա­րար­նե­րի ուժեղացման գործակիցները կորոշվեն հետևյալ ար­տա­հայտություն­ներով `              

Այսպիսով, կարող ենք եզրակացնել, որ ըստ լարման  հա­ջոր­­դա­կան ­բացասական հետադարձ կապը փոքրացնում է ուժե­ղա­րարի ուժե­ղաց­ման գործակիցը (1+Kuγu)  անգամ, իսկ դրա­կան հետադարձ կա­պը մեծացնում է այն:

Ուժեղացման գործակցի անկայունություն: Ուժեղարարի ուժե­ղաց­ման գործակիցը փոփոխվում է արտաքին գոր­­ծոններից (շրջա­պա­տի ջերմաստիճանի, սնման աղբյուրի լարման և այլ փոփոխություն­նե­րից): Հետադարձ կապը ազդում է ուժեղարարի ուժեղացման գոր­ծակ­­ցի անկայունության վրա: Ուժեղացման գոր­ծակցի անկայունությու­­նը գնա­հատվում է անկայունության dKu / Ku գործակցով:

Որոշենք ըստ լարման հաջորդական բացասական հետա­դարձ կա­պի ազդեցությունը անկայունության գործակցի վրա: Այդ նպատա­կով դիֆերենցենք (3.23) հավասարումը` հաշվի առ­­նե­լով,  որ հետա­դարձ կա­պի շղթայի γu փոխանցման գործակիցը նույնպես կա­րող է փոփոխ­վել`

Բաժանելով վերջին արտահայտությունը (3.23)-ի վրա կստա­­­­­­նանք`

(3.26) հավասարման աջ մասը բաղկացած է երկու ար­տա­­դ­րիչնե­րից: Առաջին բաղադրիչը պայմանավորված է առանց  հե­տա­­­դարձ կա­պի  ուժեղարարի  ուժեղացման Ku  գործակցի ան­­կա­յունությամբ, իսկ երկ­րորդ  բաղադրիչը` հետադարձ կապի շղթայի փոխանցման γu գոր­ծակ­ցի անկայունությամբ:

Եթե հետադարձ  կապի  շղթան  կայուն է γu = const.,  (3.26) հա­­վա­­­­սարումը ընդունում է հետևյալ տեսքը`

Վերջին հավասարումը ցույց է տալիս, որ ըստ լարման հա­ջորդա­կան  բացասական հետադարձ կապը ուժեղացման գոր­ծակ­ցի ան­կայու­­­նու­թյան գործակիցը փոքրացնում է (1+ γuKu) անգամ: Խորը հա­ջոր­դա­կան  բա­ցա­­սական  հետադարձ կապի դեպքում ունենք Ku γu >>1 պայ­մանը և համաձայն (3.23)  հավասարման` ուժեղա­րա­րի ուժեղացման գործա­կիցը կլինի`

Նշանակում է ուժեղացման գործակիցը կախված է միայն  հե­տա­­դարձ կապի շղթայի γu փոխանցման գործակցի կայունու­թ­­­յու­­նից և  միաց­նե­լով  այդ շղթայում կայուն γu գործակցով շղ­թա, կա­­րող ենք կայունաց­նել  ուժեղարարի ուժեղացման Ku գոր­ծա­­կիցը:

Հաջորդական դրական հետադարձ կապի դեպքում դիֆե­րեն­­ցելով (3.24) հավասարումը և դիտարկելով  γu= const  պայ­մա­նը` կստանանք

                      (3.29)

Եզրակացնում ենք, որ հաջորդական դրական հետադարձ կապը մեծաց­նում է ուժեղարարի ուժեղացման գործակցի անկա­յունության գործակիցը:

Հետադարձ կապով ուժեղարարի մուտքային դիմադրու­թյուն: Առանց հետադարձ կապի ուժեղարարի մուտքային դի­մա­դ­­­րու­թյու­նը որոշվում է Zմ = U / I արտահայտությամբ:      

Բացասկան հետադարձ  կապով ուժեղարարի համար մուտ­քային  դիմա­դ­­րու­­թյունը կլինի`

Դրական հետադարձ կապի դեպքում կունենանք`

(3.30), (3.31) հավասարումներից բխում է, որ հաջոր­դա­կան  բա­ցա­­սական հետադարձ կապը մեծացնում է ուժեղա­րա­րի մուտ­­­քային դի­մադրությունը (1 + Kuγu) անգամ, իսկ դրա­կան հե­տա­դարձ կապը  փոք­րացնում  է  այն (1 - Kuγu) անգամ:

 Հետադարձ կապով ուժեղարարի ելքային դիմադրություն:     Հետադարձ կապն ազդում է նաև ուժեղարարի ելքային դի­­մա­­դ­­­րու­թյան վրա:

Առանց հետադարձ կապի ուժեղարարի ել­քա­­յին դիմադրու­թյունը որոշվում է հետևյալ բանաձևով`

Հետադարձ կապի շղթայի միացման դեպքում ելքային լա­րումը  փո­փոխվում է ոչ միայն ելքային հոսանքի ∆Iե  փոփո­խու­թյունից, այլ նաև հետադարձ կապի ազդանշանի փոփո­խու­թյու­նից:

Բացասկան հետադարձ կապի դեպքում ունենք`

Բաժանելով վերջին արտահայտությունը ∆Iե - ի` կստանանք        

որտեղից կստանանք`

Դրական հետադարձ կապի դեպքում `                                                                     

(3.32), (3.33) հավասարումները ցույց  են տալիս, որ հա­ջոր­­­դա­­կան բա­ցասական հետադարձ կապը փոքրացնում է ուժե­ղա­րարի  ելքային  դիմադրությունը (1 + Kuγu ) անգամ, իսկ դրա­կան հետա­դարձ  կապը  մեծացնում է այն:

Աղավաղումները հետադարձ կապով ուժեղարարներում:             

Հետադարձ կապն ազդում է ուժեղարարում առաջացած աղա­­­­վա­­ղումների վրա: Այդ ազդեցությունները հաճախական աղա­վաղում­ների վրա կարող ենք գնահատել` օգտվելով աղա­վաղ­ման գործակցի արտա­հայ­տությունից  (3.12):

Հետադարձ կապով ուժեղարարի հաճախական  աղա­­­­վա­ղման գործակիցը կլինի`

Բացասական հետադարձ կապի դեպքում ունենք   

Սովորաբար, Ku0 γu0 > Kuf γuf , հետևաբար  (3.34)- ում  կո­տո­րա­կը  փոքր է մեկից, և եզրակացնում ենք, որ բացա­սական հե­տա­դարձ  կապը  փոքրացնում է հաճախական աղավա­ղում­ները:

Դրական  հաջորդական  հետադարձ  կապի  համար  կստա­­նանք`

Այս դեպքում կոտորակը մեծ է մեկից, հետևաբար դրական հաջոր­դա­­­կան հետադարձ կապը մեծացնում է հաճախական աղավա­ղում­ները:

Փուլային աղավաղումների վրա ըստ լարման բա­ցա­սա­կան և դրա­կան  հաջորդական  հետադարձ կապերի աղդե­ցութ­յուն­ները որոշվում են հետև­յալ հավասարումներով [1]`

որտեղից բխում է, որ ըստ լարման  հաջորդական  բացասական  հետա­դարձ կապը փուլային աղավաղումները փոքրացնում է, իսկ դրա­կան հետադարձ կապը մեծացնում է այն:

Այժմ քննարկենք բացասական հաջորդական  հետադարձ  կապի  ազդե­ցությունը ոչ գծային աղավաղումների վրա: Ենթա­դրենք` Ku  ուժե­­­ղացման գործակցով օժտված  առանց հետա­դարձ կապի ուժեղա­րարի մուտքում գործում է սինուսոիդային լարում: Ուժեղարարի ելքում բացի  օգտակար Uե լարումից, ոչ գծա­յին աղավաղումների պատճա­ռով կու­նե­­նանք ինչ - որ հար­մոնիկի Uհ լարումը: Եթե ուժեղարար մտցնենք բացա­սական հա­ջոր­դական հետադարձ կապ γu փոխանցման գործակ­ցով, հե­տա­դարձ կապի շղթայի Uհ լարումը տրվում է ուժեղարարի մուտքին և ուժեղացվելով նորից անցնում է ելք: Ելքում այդ հարմո­նի­կի համար կու­նե­­նանք`

Վերջին հավասարումից կստանանք`

Նույն եղանակով դրական հետադարձ կապի դեպքում`

Ստացվեց, որ ըստ լարման հաջորդական բացասական  հե­տա­դարձ  կապը ոչ գծային աղավաղումները փոքրացնում է, իսկ  դրա­կան  հետա­­դարձ  կապը` մեծացնում:

Ամփոփելով ստացված արդյունքները` եզրակացնում ենք, որ ըստ լարման հաջորդական բացասական հետադարձ կապը փոք­րացնում  է  ուժեղարարի ուժեղացման գործակիցը և դրա անկա­յունությունը, գծա­յին և ոչ գծային աղավաղումները, ելքային դի­մա­­­դ­րությունը ու մեծա­ց­նում է ուժեղարարի մուտ­քա­յին դիմադ­րու­թյունը, իսկ դրական հետա­դարձ կապը մեծացնում է  ուժեղա­րարի ուժեղացման գործակիցը և դրա անկայունու­թյունը, գծային և  ոչ գծային աղավաղումները, ելքա­յին դի­մադ­րու­թյունը և փոք­րաց­նում է մուտքային դիմադրությունը:

Աղմուկները հետադարձ կապով ուժեղարարում:

Բացա­սա­­կան  հետադարձ  կապը  զգալի  չափով  փոքրաց­նում  է ուժե­­ղա­րա­րում առաջացած ներքին աղմուկների մակար­դակը: Համոզ­վելու համար դիտարկենք բազմակասկադ ուժե­ղա­րարի սխե­ման, որ­տեղ աղմուկի Uա աղբյուրը գործում է մի­ջան­կյալ կաս­կադի մուտ­քում (նկ.3.12):

Մուտքային օգտակար ազդանշա­նի ուժե­ղաց­ման գործա­կիցը կլինի`

Աղմուկն ուժեղանում է Kuա  գործակցով`

Հաշվի առնելով, որ ուժեղարարն աշխատում է  բնութա­գծի  գծային մասում, ելքային լարման համար կարող ենք գրել`

Վերջին հավասարումը ցույց է տալիս, որ մուտքային ազ­դա­նշանը Ku1 անգամ ավելի է ուժեղանում, քան աղմուկը, հե­տևա­­բար բացասա­կան հետադարձ կապը մեծացնում է ազդա­նշան – աղմուկ հարաբերու­թյունը: Որքան մեծ է Ku  գործա­կի­ցը Kuա  գործակցից, այնքան մեծ կլինի ազդանշան - աղմուկ հա­րա­բե­րու­­թյունը, իսկ դա նշանակում է, որ աղմուկի աղբյուրն  ինչ­քան մոտ է ուժեղարարի մուտքին, այնքան փոքր է այդ հարա­բե­րությունը: Եթե աղմուկն ազդում է ուժեղարարի մուտքում, ապա Ku = Kuա, և հետադարձ կապը չի ազդում ազդանշան - աղմուկ  հա­­րաբերության  վրա:

Հաճախությունների թողանցման շերտը հետադարձ կա­պով ուժե­­ղարարում: Դիտարկենք ուժեղարար, որի փոխանց­ման ‎‎ֆունկ­­­­­­ցիան ունի հետև­յալ տեսքը`

Ուժեղարարի բացասական հետադարձ կապի շղթայում միաց­­­­­­­նենք γu փոխանցման գործակցով շղթա: Այդ դեպքում բա­ցասական հետա­դարձ կապով ուժեղա­րա­­­րի փոխանցման ‎‎ֆունկ­ցիան կլինի`

որտեղ T1-ը առանց հետա­դարձ կապի ուժե­­ղարարի ժամա­նակի հաստատունն է, T1հկ- = T1 /(1+Ku0)-ն` բացասկան հետադարձ կա­­պով ուժեղարարի ժամանակի հաստատունը:

Հաճախությունների թողանցման շերտը որոշվում է  մա­­կար­­­դակով, ինչը համապատասխանում է ուժեղաց­ման գոր­ծակցի փոքրաց­մանը 3դԲ մեծությամբ: Առանց հետա­դարձ կապի ուժեղարարի դեպքում այդ փոքրացումը համապա­տաս­խանում է ωսբ = 1 / T1 սահ­մանային բարձր հաճախությանը: Բացասական հե­­տադարձ կապի իրականացման դեպ­քում, ինչպես ցույց է տա­լիս ստացված փոխանց­ման ֆունկցիան, այդ հաճախությունը ωսբհկ- = (1 + Ku0γu) / T1` մեծա­նում է (1+Ku0γu ) անգամ: Առանց հետադարձ կապի և բացասական հե­տադարձ կա­պով ուժե­ղա­րարների ԼԱՀԲ -երը բերված են նկ.3.13,ա-ում:

Ենթադրենք` առանց հե­տադարձ կապի ուժեղարարում իրա­կա­նաց­­ված է հետադարձ կապ (1+Ku0γu) =10 խորությամբ:Այդ դեպ­քում կու­նե­­նանք Kuհկ- =Ku0 /10, այսինքն` ուժե­ղաց­­ման գոր­ծա­կիցը փոք­րա­­նում է 20դԲ-ով: Արդյունքում սահմանային բարձր ωսբհկ- =(1+Ku0γu) /T1 հա­­ճա­խությունը մեծանում է 10 անգամ: Հետևաբար, նոր ԼԱՀԲ-ը կա­րող ենք ստանալ` տեղա­փո­խե­լով առանց հետադարձ կապի ուժեղա­րա­րի ԼԱՀԲ - ի հորի­զո­նա­կան մասը 20lg(1+Ku0γu) – մեծությամբ (20դԲ-ով) ներ­քև:

Ուժեղարարում դրական հետադարձ կապ իրականաց­նելու դեպ­­քում նույն եղանակով կստանանք`

Արդյունքում սահմանային բարձր ωսբհկ+ = (1- Ku0γu) / T1 հա­ճա­խու­թյանը փոքրանում է (1-Ku0γu) ան­գամ: Հետևաբար, դրական հետա­դարձ կապով ուժեղարարի ԼԱՀԲ -ը կարող ենք ստանալ տեղափո­խելով առանց հետա­դարձ կապի ուժեղա­րա­րի ԼԱՀԲ - ի հորի­զոնական մասը 20lg(1- Ku0γu)  մեծու­թյամբ դեպի վերև (նկ.3.13,բ ):

Այսպիսով կարող ենք եզրակացնել, որ բացասական հետա­դարձ կա­պը մեծացնում է ուժեղարարի հաճախությունների բաց­թող­ման շեր­տը  (1+Ku0γu) անգամ, իսկ դրական հետադարձ կա­պը փոքրացնում է այն (1- Ku0γu ) անգամ:

>>

 

3.6.2. Հետադարձ կապով ուժեղարարի կայունությունը

Կայունությունը ուժեղարարի աշխատանքի անհրաժեշտ պայ­ման­ներից է: Անկայունությունը դրսևորվում է նրանով, որ մուտ­քային ազդա­նշանի բացակայության (կամ որոշ արժեքի ) դեպքում, ներքին կամ ար­տաքին հետադարձ կապերի պատճա­ռով ուժեղարարի ելքում առա­ջա­նում է ելքային լարման թույլա­դտրելի սահմաններից շեղում: Այդ շեղու­մը կարող է դրսևորվել ել­քային ազդանշանի մեծացման` մինչև առավե­լա­գույն, կամ փոք­րացման` մինչև նվազագույն արժեքները: Կարող են առաջանալ, նաև, մուտքային ազդանշանի պարամետրերի հետ կապ չունե­ցող չմա­րող տատանումներ (ինք­նա­­­­գր­գ­ռում):

Անհրաժեշտ է նշել, ուր անկայունությունը յուրահատուկ է հե­­տա­դարձ կապով ուժեղարարներին: Առանց հետադարձ կապի ուժեղար­ար­­նե­­րում անկայունության խնդիր չի առաջանում: Ուժե­­­­­ղա­­րար­ների կայու­նությունը կարող է գնահատվել ամպլիտու­դա-փուլային բնութագծի ուսում­նասիրումով, օգտվե­լով, այպես կոչ­ված, կայունության չափա­նիշ­ներով:

Կայունության չափանիշներից առավել մեծ չափով կի­րառ­­­վում է Նայկվիստի չափանիշը, որը հնարավորություն է տալիս գնա­հատել կայու­­նությունը, ուսումնասիրելով համակար­գի բաց կոն­տու­րի ամպլի­տուդա-փուլային բնութագիծը: Այն սահմանվում է հետևյալ կերպ` եթե հետադարձ կապն անջատված ուժեղարարը կայուն է և դրա ամպլ­ի­տու­դա-փուլային բնութագիծը (հոդոգրաֆը) հաճա­խու­­թյան 0-ից մինչև ∞ փո­փոխության դեպքում չի ընդգրկում (-1,յ0) կոորդինատներով կե­տը, ապա բացասական հետադարձ կապը միաց­նելիս ուժեղարարը պահ­­պա­նում է կայունությունը: Հոդոգրաֆի անցումը (-1,յ0) կոորդինատ­նե­րով կետով նշանակում է, որ ուժեղարարը գտնվում է կայունության սահմանին:

Նկ. 3.14-ում բերված են ամպլիտուդա-հաճախութ­նա­յին բնու­­­­թագ­ծերի օրինակներ, որոնք բավարարում են վերոհիշ­յալ  չա­փա­նիշին: W1(jω) բնութագիծը համապատասխանում է բա­ցար­ձակ կա­յուն ուժե­ղա­րարին: Կայուն վիճակից ուժեղարարը կա­րող է դուրս բեր­վել միայն մեծ ուժեղացման գործակից­ների դեպքում: W2(jω) բնութա­գիծը համա­պա­տասխանում է պայմա­նական կա­յու­նության ռեժիմին: Այն չի ընդգր­կում (-1,յ0) կոորդի­նատներով կետը, սա­կայն կայունության կո­րուս­տը հնարավոր է ինչպես ուժեղացման գործակցի մեծացման, այն­պես էլ փոք­րաց­ման դեպքում` կարող է ընդգրկել (-1,յ0) կոորդինատ­ներով կետը: Մտց­վում է կայունության  պաշար հասկացու­թյունը, որը բնո­­­րոշ­­վում է հոդոգրա‎‎ֆի նա­խօրոք տրված  մոդուլի Hm  կայու­նու­­թյան և փուլի  φm կայու­նու­թյան պաշարներով (նկ.3.14):

Ուժեղարարը օժտված է կայու­նության պա­շարով, եթե բա­­վա­րար­վում է կայունության չափա­նիշներին հոդո­գրաֆի մո­դուլի -1 արժեքից  Hm , և փուլի π արժեքից  φm մեծություն­նե­րից ոչ փոքր  շեղման դեպ­քում: Դա նշա­նակում է, որ տրված կայունության պաշարի դեպքում, որպեսզի ուժեղարարը կայուն լինի, բաց կոնտուրի հոդո­գրաֆը չպետք է հատի -1, Hm և φm  մե­ծու­­­­թյուն­նե­­րով սահմա­նափակված մակերեսը (նկ.3.14):

Ինչպես արդեն նշվել է, ուժեղարարների նախագծման ժա­­մա­նակ ավելի հարմար է օգտվել, ոչ թե ամպլիտուդա-փու­լա­յին, այլ լոգա­րիթ­մա­կան  ամպլիտուդա - հաճախական  և  փուլա-հաճախակա­ն բնութա­գծերից:

Կայունության չափանիշները կարող են դիտարկվել և այդ բնութա­գծերի դեպքում: Նկ.3.15–ում բերված են  W2(jω) ամպլի­տու­դա-փու­լային բնութագծին համապատասխանող լոգարիթ­մա­­կան ամպլիտու­դա-հաճախական և փուլահաճախական բնու­թագծերը:          

Դժվար չէ համոզվել, որ ԼԱՀԲ-ի հատման կետը հա­ճախութ­յուն­ների առանցքի հետ հա­մա­պատասխանում է  W2(jω) հոդոգրաֆի և միավոր շառավիղով շրջանագծի հետ հատ­­ման կետին, այսինքն համա­պատաս­խա­նում է |W2(jω)|= 1 կե­տին: Այդ դեպքում ωկ հաճախութ­յանը համա­պա­տաս­խանող π-φ(ωկ) ան­կյան մեծությունը   կայու­նու­­­թյան փուլային պաշար է, իսկ 20lgK(ω1) և 20lgK(ω2) մեծություն­ները, որ համա­պա­տաս­խանում են փուլա-հաճա­խա­կան բնութագծի φ= - π մա­­կարդակին, մոդուլի կայունության պաշար­ներ: Ըստ մոդուլի և փուլի անհրա­ժեշտ կայունության պա­շար­ներն ապա­հովվում են հետևյալ պայմանների բավա­րար­ման դեպ­քում`

Այսպիսով, լոգարիթմական ամպլիտուդա-հաճախական և փու­լա-հաճա­խական բնութագծերից օգտվելով, տրված ամ­պ­լիտուդի և փուլի կայունության պաշարնե­րով միշտ կարող ենք որոշել այն տիրույթ­ները, որտեղ այդ բնութածերը չպետք է գտնվեն:

>>

                                     Ստուգողական հարցեր

1. Ի՞նչպես են դասակարգվում ուժեղարարներն ըստ բեռի, կաս­կադների միջև կապի տեսակի և մուտքային ազդանշանի բնույթի:

2. Թվարկել ուժեղարարների պարամետրերը:

3. Որո՞նք են ուժեղարարների բնութագծերը:

4. Թվարկել ուժեղարարներում ազդանշանի աղավաղման պատ­ճառ­ներըը:

5. Ի՞նչպես են գնահատվում աղավա­ղում­­ները:

6. Ի՞նչ նպա­­տա­կով է ուժեղարարում մտցվում հետադարձ կապ::

7. Թվարկել հետադարձ կապի տեսակները:  

8. Ի՞նչպես են ազդում հաջորդական բացասական և դրական հե­տա­­դարձ կա­պերը ուժեղարարի պարամետրեր վրա:

9  Ի՞նչպես է ազդում հաջորդական բացասական հետա­դարձ կա­պը ուժեղարարի ԼԱՀԲ - ի  տեսքի վրա:

10. Ի՞նչպես է ազդում հաջորդական դրական հետա­դարձ կա­պը ուժեղարարների ԼԱՀԲ - ի  տեքի վրա:

11. Գնահատել  հաջորդական բացասական հետա­դարձ կապի ազդե­ցու­­թյունը ուժեղարարում աղմուկների վրա:

12. Ի՞նչպես է կազմվում ուժեղարարի մաթեմաթիկական մոդելը:

13. Ի՞նչպես է գնահատվում հետադարձ կապի ազդեցությունը ուժեղարարի կայունության վրա:

14. Ի՞նչ չափանիշով է գնահատվում հետադարձ կապով ուժեղա­րարի կայունությունը:

15. Ի՞նչպես կարող է կազմվել սխեմայի ԼԱՀԲ-ը սխեմայի միջոցով:

16. Ի՞նչ եղանակով կարող է որոշվել սխեմայի ԼԱՀԲ-ը, սխեմայի առանձին տարրերի ԼԱՀԲ-երի միջոցով:

17. Ի՞նչպես կազմվել սխեման, դրա ԼԱՀԲ-ի հայտնի տեսքի   միջոցով:

>>

 

3.7. Ուժեղարարի ստատիկ աշխատանքային ռեժիմ

Ուժեղարարում մուտքային ազդանշանի ուժեղացումը իրա­­կա­նաց­վում է ակտիվ տարրերի` տրանզիստորների միջոցով:   

Մուտ­­­քային ազ­դանշանի բացակայության դեպքում տրան­­զիս­տոր­ներն աշխատում են ստատիկ ռեժիմում (հանգստի ռե­ժիմ): Այդ ռեժի­մում տրանզիստորի ելուստների միջև կիրառ­վում են որո­շակի հաստա­տուն լարումներ և տրանզիստորներով հո­սում են հաստատուն հոսանք­ներ: Մուտքային ազդանշան կիրա­ռելիս այդ հոսանքները և լարումները փոփոխվում են: Տրանզիս­տորն անց­նում է աշխատանքային դինամիկ ռեժիմին:

Ըստ տրանզիստորի աշխատանքային հանգստի ռեժիմի ուժե­­ղաց­ման ռեժիմները (դասերը) հինգն են ` A, B, AB, C, D:

Ուժեղացման A դասում տրանզիստորով հոսանք հոսում է մուտ­քային ազդանշանի առկայության ամբողջ ընթացքում: Ընտր­­­վում է տրան­զիստորի աշխատանքային հանգստի այնպիսի կետ, որ մուտ­քային  ազդանշանի  առավելագույն  արժեքի  դեպ­քում  տրան­զիստորն աշխատում է մուտքային և ելքային բնութա­գրերի գծային մասում (նկ.3.16 -ում A կետերը):

Հանգստի կետը որոշ­վում է մուտքային բնու­թա­գծերի վրա I0բ, U0բէ , և ելքային բնու­թա­գծերի վրա I, U0կէ արժեք­նե­րով: Մուտքային Uմ(t) լար­ման սի­նուսոիդային փոփոխման դեպքում բազային Iբ(t) և կոլեկ­տո­րա­յին Iկ(t) հոսանքները, հետևաբար և Uկէ(t) լարումը փոփոխ­վում են սինուսոիդային օրենքով: A դասում ոչ գծային աղավա­ղում­ները փոքր են, սակայն փոքր է նաև օգտա­կար գործողու­թյան գործա­կիցը (η < 0,45): Դա պայմանավորված է նրանով, որ մուտ­քային ազդանշանի բացակայության դեպքում տրանզիստո­րով հոսում են I0բ և I հանգստի հոսանքները, առա­ջա­նում է էներ­գիայի ոչ օգտա­կար ծախս:

Ուժեղացման B դասում տրանզիստորով հոսանք հոսում է մուտ­քային ազդանշանի առկայության միայն մեկ բևեռականության (մեկ կիսապարբերության) ընթաց­քում: B դասում տրանզիստորի մուտքային և ելքային բնու­թագծերի վրա հանգստի աշխատանքային ռեժիմին  հա­մապատասխանում են  B կետերը): Մուտ­քային Uմ(t) լար­ման դեպքում տրանզիս­տորը բաց է միայն դրա­կան կիսա­պարբերու­թյան ընթացքում: B դասում սխեմայի  օգ­­­­տա­­­կար գոր­ծողության գործակիցը մեծ է, քանի որ հան­գստի ռեժի­մում տրանզիստորը փակ է, և էներգիայի ծախսը բացա­կայում է: B դա­սում մեծ են նաև ոչ գծային աղավաղումները: Մուտ­քային սինու­սոի­դային  լար­ման  դեպքում ելքում ստանում ենք լարման ուժե­ղացված միայն մեկ կիսապարբերությունը: B դասը կիրառ­վում է հզո­րու­թյան երկ­­­տակտ ուժեղարարներում:

AB դասը միջանկյալ դիրք է գրավում A և B դասերի միջև (նկ.3.16-ում AB կետերը):  Մուտ­­­քային ազդանշանի բացա­կա­յու­թյան դեպքում, որոշ չափով տրանզիս­տո­րը բաց է, դրանով հոսում է մուտքային հո­սան­քի առա­­­­վելագույն արժեքի 10-ից 15% հոսանք: Այս դեպքում օգ­տա­­կար գործողության գործակիցը և ոչ գծային աղավաղումները B դասի համեմատ փոքր են, իսկ A դասի համեմա­տ` մեծ:

Ուժեղացման C դասում հանգստի կետը գտնվում է B կե­տից  ձախ: Տրանզիստորը բաց է մուտքային ազդանշանի մեկ կիսա­պար­բերու­թյու­­նից փոքր ժամանակահատվածում: Ուժեղա­րա­­րի օգտակար գոր­ծո­ղության գործակիցը B դասի համեմատ մեծ է: C դասն օգտագործ­վում է, երբ աղավաղումները էական դեր չեն խաղում:

D դասում տրանզիստորն աշխատում է բանալու ռեժի­մում: Այն  կա­րող է գտնվել երկու վիճակում` կամ բաց է հագեց­ված, կամ փակ:

Ուժեղարարի ստատիկ աշխատանքային ռեժիմը ապա­հով­վում է շեղման շղթաների միջոցով: Շեղման շղթան բաղ­կացած է սնման լար­ման աղբյուրից և ռեզիստորներից: Սնման լարու­մը ռեզիստորների մի­ջո­ցով տրվում է տրանզիստորի ելուստ­­ներին և ապահովում է հանգստի  ռեժիմում անհրաժեշտ մուտքա­յին ու ելքային հոսանքներն ու լարում­ները: Կիրառվում են շեղ­ման շղթա­­ների մի քանի տարբե­րակներ` պար­զա­գույն շեղման շղթան, որը կոչվում է սևեռված բազային հոսանքով շղթա, բերված է նկ.3.17,ա-ում: Այստեղ տրանզիստորի  հանգստի ռեժիմի  բա­­­զա­յին I0բ հոսանքը և մուտքային U0բէ լարումն ապա­հովելու համար միաց­ված է Rբ ռեզիստորը, իսկ կոլեկտորային I հո­սան­­քը և կո­լեկտո­րային U0կէ լարումը ապահովելու համար` Rկ ռե­զիս­­­տո­րը:

Նկ.3.17,ա-ից Rբ-ի համար կստանանք`               

Բազային դիմադրությունը հաշվելու համար օգտվում են  տրան­զիս­­տորի մուտքային բնութագծից: Ելնելով անհրաժեշտ ուժեղացման դասից և մուտքային ազդանշանի ամպլիտուդի առա­վելագույն արժե­քից` տրանզիստորի մուտքային բնութա­գծի վրա ընտրվում է հանգստի կետը (օրինակ`  A կետը նկ.3.16-ում): Բնութագծից որոշում են  U0բէ , I մեծությունները և տե­ղա­­դրում Rբ հավասարման մեջ: Eկ լարման արժե­քը կամ տրված է, կամ ընտր­վում է: Սովորաբար U0բէ <<Eկ և Rբ = Eկ / I:

Կոլեկտորի շղթայի Rկ ռեզիստորի դիմադրությունը հա­վասար է`

Ակտիվ բեռի դեպքում առավելագույն ելքային լարում ստաց­վում է, երբ   U0կէ = Eկ / 2:   Տեղադրելով   տրանզիստորի ել­­քային  բնու­­թա­գծե­րի  վրա U0կէ - ի նշված արժեքը և օգտվելով I = Iբ4 բնու­թագծից (A կետը ելքային բնութագծերի վրա նկ.3.16-ում) որոշում են I-ի մեծությունը:

EգԴիտարկված սևեռված բազային հոսանքով շեղման շղթան զգայուն  է շրջապատի ջերմաստիճանի փոփոխության նկատ­մամբ: Ջեր­մաս­տիճանի  փոփոխությունից փոփոխվում են տրան­զիստորի էմի­տերային և կոլեկտորային անցումների դի­մադ­­­րու­թյունները և Iկ0 հո­սան­­քը: Դա հանգեցնում  է  հանգստի  ռեժիմի հոսանքների փոփոխման և տրանզիս­տորի աշխատան­քային կե­տի տեղափոխության:         

Տրանզիստորի հանգստի ռեժիմում աշխատանքային կետի  տեղա­փո­խություն առկա է նաև տրանզիստորը մեկ այլ տրան­զիս­տորով փոխա­­րինելու դեպքում: Դա պայմանավորված է նրա­նով, որ միևնույն  մակնիշի տրանզիստորների պարամետ­րերը իրարից որոշակի չափով տարբերվում են:

Սևեռված բազային հոսանքով շեղման մեկ այլ շղթա  պատ­կեր­ված է նկ.3.17,բ-ում: Այստեղ, շրջապատի ջերմաստիճանի ազ­դե­­­ցությունը նվա­զեցնելու նպատակով, Rբ ռեզիստորի միջո­ցով իրականացված է  ըստ լարման բացասական զուգահեռ հե­տա­­դարձ կապ: Բազային հան­գս­տի հոսանքը այս  դեպքում որոշ­վում է հետևյալ հավասարումով`

Հանգստի ռեժիմի ջերմակայունացումը կատարվում է հե­տև­յալ կերպ: Շրջապատի ջերմաստիճանի աճի դեպքում տրան­­զիս­տորի էմի­տերային և կոլեկտորային անցումների դիմադ­­րություն­ները փոքրանում են, ինչը հանգեցնում է I և հոսան­ք­ների մե­ծաց­ման: Բացի դրանից մեծանում է նաև I հոսանքը: Վերջին­նե­րիս մեծացման պատճառով աճում է լարման անկումը Rկ դի­մադ­րության վրա, և U0կէ լարումը նվա­զում է այնքան, որ փոքրաց­նում և վերականգնում է հանգստի հոսանք­ների սկզբնա­կան արժեք­նե­րը: Ջերմաստիճանի փոքրացման դեպքում առկա է հակառակ երևույթը: Rբ-ի միջոցով մտցված ըստ լարման բա­ցա­սական  հե­տա­­դարձ կապը գործում է նաև մուտքային փոփոխա­կան ազդա­նշա­նի առկա­յու­թյան դեպքում, ինչը հանգեցնում է ուժեղարարի ուժե­ղացման գործակ­ցի փոքրացման: Ուժեղաց­ման գործակցի փոք­րա­ցումը կանխելու նպա­տա­կով Rբ դի­մադ­րությունն իրակա­նաց­նում են երկու ռեզիստորների (R1,R2) օգնությամբ և դրանց միաց­ման ընդհա­նուր կետը հողանցում են C կոնդենսատորի մի­ջո­ցով (նկ.3.18ա): C կոնդենսատորը ընտր­վում է  XCէ << R1 պայմա­նից: Այդ պայմանի շնոր­հիվ հոսանքի փոփո­խա­­կան բա­ղադրիչը հոսում է կոնդենսատորով, հետադարձ կապը ըստ փոփոխա­կան բաղադրի­չի թուլանում է, և ուժե­ղաց­ման գործա­կիցը չի փոքրա­նում: Հանգս­տի ռեժիմի վրա կոն­դեն­սա­տորը  չի  ազ­դում,  քանի  որ  կոնդենսատորով  հաստատուն  հոսանքը բացա­կայում է:

Տրան­զիս­տորի հանգստի ռեժիմի ավելի լավ ջերմա­կա­յունացում ապա­­հո­վում է բազա-էմիտեր սևեռված լարումով շեղ­ման շղթան (նկ.3.18,բ): Շեղման այս շղթա­յում հանգս­տի ռե­ժիմն ապա­­հով­վում է R1,R2 լարման բաժանիչի և Rկ ռեզիստորի միջոցով: U0բէ, I պա­րա­մետրերն ապա­հո­վում է լարման բաժա­նի­­չը, իսկ U0կէ, I մե­ծու­թյուն­ները`Rկ ռեզիս­տո­րը: Շեղման U0բէ լարու­մը  կա­­յու­նացնե­լու համար լար­ման բա­ժանի­չով հոսող Iլբ հո­սանքը վերցվում է մոտ 5  անգամ մեծ I հոսանքից: Այդ պայ­մանի դեպ­քում R2-ի վրա լարման անկումը, հիմնա­կանում, պայ­մա­նա­վոր­ված է Iլբ հոսան­քով, և տրանզիս­տորի պարա­մետ­րերի փոփոխու­թյունն ավելի թույլ է ազդում U0բէ, I մեծությունների վրա, քան սևեռված բա­զային հոսանքի դեպ­քում: Լրացուցիչ ջեր­մային կա­յու­նացման նպատակով տրան­զիստորի էմիտերի շղթա­յում միաց­­­վում է Rէ ռեզիստորը, որի միջոցով մտցվում է ըստ հո­սանքի բա­ցա­սա­կան հետադարձ կապ: Rէ-ով հոսող I հոսան­քը ստեղ­­­ծում է U =RէIէ0  լարման անկում, որը կիրառվում է տրան­զիս­տո­րի բազա-էմիտեր շղթա­յին: Շրջապատի ջերմաստիճանի փոփոխու­թյու­նից փո­փոխվում են I = I+I հոսանքը և U  լա­րումը, որը հան­գեց­­նում է տրանզիս­տո­րի բազա-էմիտեր լարման փոփո­խու­­թյան և հանգստի հոսանքների արժեքների վերական­գն­ման: Rէ-ի մի­ջոցով ըստ հոսանքի փոփոխա­կան բաղադրիչի բա­ցասական հետադարձ կապի վերացման և ուժեղացման գոր­ծակցի փոքրա­ցումը կանխելու նպատակով միաց­վում է Cէ կոն­դեն­­սա­տորը: Cէ-ի ունակությունը ընտրվում է X<< Rէ  պայ­­­ման­ից: Էմիտե­րային հո­սանքի փոփոխական բաղադրիչը անցնում է Cէ-ով, Rէ-ի վրա լարման անկումը նվազում է, և ըստ հոսանքի փո­փոխական  բա­ղա­դրիչի բացասական հետադարձ կապը թուլա­նում է:

Տրանզիստորի հանգստի ռեժիմի լրացուցիչ ջերմակայու­նաց­­ման նպատակով շեղման շղթային  միացվում է ջերմային կախ­վածությամբ բնու­­թա­գծերով տարրեր (կիսահաղորդչային դիոդներ, ջերմադիմադ­րու­թյուններ): Նկ.3.19ա-ում պատկերված շեղման շղթայում, որպես այդ­պի­սիք, օգտագործվում են VD1, VD2 դիոդները: Տրանզիստորի  էմի­­տե­րային անցման և ուղիղ ուղու­թյամբ միացված VD1 դիոդի լար­ման ջեր­մաս­տիճանային գործա­կիցներն ունեն միևնույն արժեքը: Շրջա­պատի ջերմաս­տիճանի փոփոխությունը հանգեցնում է տրանզիս­տորի էմիտե­րային անց­ման դիմադրության, հետևաբար և բազային I հո­սանքի փո­փո­խության: Միաժամանակ նույնպի­սի փոփոխություն է կրում VD1 դիոդի դիմադրությունը և դրա վրայի լարման անկումը: Ար­դյուն­­քում VD1-ի վրա լարման փոփոխու­­թ­յու­նը փոխհատուցում է տրան­­­զիստորի էմիտերային անցման դի­մադ­րության  փոփոխ­ման ազ­դե­­ցությունը և վե­րա­կանգնում է  բա­զա­յին հանգստի հո­սանքը: Օրի­նակ, եթե շրջապատի  ջերմաստի­ճանը բարձրանում է, ապա տրանզիստորի էմիտե­րային անց­ման դի­մադ­­րությունը փոքրանում է, և I հոսանքը մեծանում է: Ջեր­մաս­­տի­ճա­­նի բարձրացումից VD1 դիոդի դիմադրությունը նույն­պես փոքրա­նում է: Հե­տևա­բար, փոքրանում են դիոդի վրա լարման ան­կումը և տրան­­զիս­­­տորի բազա-էմիտեր լարումը: Վերջինս փոքրացնում և  վե­րա­­կանգնում է I հոսանքի նախկին արժեքը:

Տրանզիստորի հակառակ ուղղության I հոսանքի ջեր­մա­կա­յու­նա­­ցումը իրականացվում է VD2 դիոդի միջոցով: Դիոդին կի­րառ­ված է հա­­կառակ լարում, այն միշտ փակ է, և նրանում հո­սում է  հակառակ ուղ­ղու­թյամբ հոսանք: Այդ հոսանքը  հակառակ է  ուղ­ղ­ված տրանզիտո­րի I հոսանքին և փոխհատուցում է վեր­ջի­­նիս  ջերմաստիճանային փո­­փո­­­­­­­­­­­­խու­­­թյուն­­­ները: Լրիվ փոխհա­տուց­­ման համար պետք է, որ դիոդ­ների և տրան­զիստորի ջեր­մային բնու­թա­գծե­րը համընկնեն:

Տրանզիստորի հանգստի ռեժիմի ջերմակայունացման շըղ­թան ջեր­մա­ռեզիստորների միջոցով բերված է նկ.3.19բ-ում: Շեղ­­­­­­­ման շղթայի R2 ռեզիստորը փոխարինվում է Rt = R2 ջեր­­­մա­­ռե­զիս­տորով: Շրջա­պա­տի ջերմաստիճանի բարձրացումից ջերմա­ռեզիս­տորի դիմադրությունը նվազում է, որը հանգեց­նում է տրանզիս­տո­րի բազա-էմիտեր լարման փոքրաց­ման և հան­­գստի հոսանք­նե­ր­­ի կայունացման: Rt -ի ջերմային փոփոխու­թյունը փո­փո­խում է նաև շղթայի մուտքային դիմադրու­թյունը: Այդ  թե­րու­­­թյունը վե­րաց­վում է, երբ  ջերմադիմադ­րու­թյունը  միացվում  է տրան­զիս­տորի կոլեկտորային շղթային (նկ.3.19բ-ում պատկեր­ված է կետա­գծերով):

Տրանզիստորի հանգստի ռեժիմի ջերմային փոխհատուց­ման նշված եղանակները լրիվ չեն վերացնում հանգստի կետի ջեր­մա­յին փոփոխու­թ­յունները, սակայն զգալի չափով փոքրաց­նում են դրանք: Լրիվ փոխ­հա­տուց­ում ստանալու համար անհրա­ժեշտ է իրա­կա­նացնել 100%-անոց բացասական հետադարձ կապ և կա­­տա­րել դիոդի (ջեր­մադիմադրու­թյան) ու տրանզիստորի ընտ­րութ­յուն ըստ ջերմային բնու­թագծերի: Սակայն այս դեպ­քում էլ սխե­մայի տարրերի փոփոխու­թյու­նից փոխհա­տուցումը խախտ­վում է:

Դաշտային տրանզիստորները կառավարվում են լարումով: Դրանց փականով հոսանքը բացակայում է: Հանգստի ռեժիմի ըն­տր­ման հա­մար ակունքի շղթայում միացվում է Rա, իսկ ըմ­պի­չի շղթայում` Rը դիմադ­րությունները: n հա­ղորդա­կա­նության ներս­դրված հոսքու­ղիով և p-n անցու­մով կառավարումով դաշ­տային տրանզիստորների հանգստի ռե­ժիմ­ների ապա­հով­ման շղթաները պատկերված են նկ.3.20ա , իսկ դրանց փոխանց­ման և ելքային բնութագծերը` նկ.3.20բ և նկ.3.20գ-ում:

Տրան­զիստորի ակունքային Iա = I հո­սան­քը (նկ.3.20ա) Rա-ի վրա  առաջաց­նում է U= U0փա = RաI0ը լար­ման ան­կում, որը R2–ի մի­ջո­ցով հաղորդ­վում է փական-ակունք շղթա­յին: Rա-ի մեծու­թյունը հաշվում են`  օգտվելով տրան­­­­զիստորի բնու­թագծից: Բնու­թա­գծի վրա ընտրում են հանգստի A կետը (նկ.3.20բ ), որից և որոշվում են U0փա և I մեծու­թյուն­ները: Rա-ն հաշվում են հե­տևյալ ար­տահայ­տությամբ`

Միաժամանակ Rա -ի միջոցով ստեղծ­­վում է ըստ հաս­տա­տուն հո­սանքի բացասական հետա­դարձ կապ, ինչն ապա­­հովում է հան­գստի ռեժիմի կայունությունը ջեր­մաստի­ճանի և  տրան­զիս­տո­րի պարամետ­րե­րի փոփոխու­թյան դեպքում: R2 –ով հոսանք չի հոսում, և տրանզիս­տորի մուտքային դիմադրությունը չփոք­րաց­նելու նպատակով այն  ընտրվում է շատ մեծ դիմադրություն (ՄՕմեր):

Ըմպի­չային Rը ռեզիստորի միջոցով ընտրվում է տրան­զիս­տո­­րի հանգստի կետը ելքային բնութագծերի վրա: Այդ նպա­տա­կով ընտրված I մակարդակից ելքային բնութագծերի վրա տար­­­­­վում է հորիզոնական գիծ, որի A1 հատման կետը U0փա լար­ման դեպքում ելքային  բնու­թա­գծի հետ տրան­զիս­տո­րի հանգստի կետն է ելքային բնու­թա­գծերի վրա (նկ 3.20գ): Բնութագծից որոշելով U0աը մեծությունը` հաշվում են   Rը –ի ար­ժե­քը հետևյալ արտահայտությամբ`

  Սխեմայում C1, C2, Cա կոնդենսատորների դերը նույնն է, ինչ որ C1, C2, Cէ կոնդենսատորների դերը ընդհանուր էմի­տե­րով կաս­­­կա­դում:

Որոշ դեպքերում հանգստի ռեժիմի բարձր կայունություն  ապա­հո­վելու նպատակով Rա-ն վերցնում են ավելի մեծ, քան պա­­հան­ջ­վում է հան­գստի ռեժիմի ապահովման համար (ապա­հովում են խորը բացա­սական հետադարձ կապ): Ինչքան մեծ է Uա  լարումը, այնքան մեծ կլինի հանգստի ռեժիմի կայունու­թյու­նը:

Արդյունքում  U0փա լարումը բացարձակ արժեքով աճում է, և հան­գս­տի անհրաժեշտ ռեժիմը խախ­տ­վում է: Վերջինիս պահ­պան­ման նպա­­տակով սխեմայում միացվում է R1 ռեզիս­տորը, որի միջոցով սնման լա­րումից փականին կիրառվում է դրական լա­րում (նկ.3.20ա-ում R1-ի միացումը ցույց է տրված կետա­գծե­րով): Այս սխեմայում հանգստի ռե­ժիմի հաշվարկը կա­տար­վում է փոխանցման բնութագծի մոտարկման (ապրոկսիմաց­ման) եղանակով: Գործնա­կան  հաշվարկների համար բավարար ճշգր­տու­­թյամբ փոխանց­ման բնութագիը կարող է մոտարկ­վել  հետևյալ հավասա­րումով`

որտեղ Iը(0), S(0) -ն տրանզիստորի ակունքային հոսանքը և բնու­­թագծի թե­քու­թյունն են Uփա = 0 լարման դեպքում, Uկ - ն` կըտր­ման լարումն է: Uկ և  S(0) պարամետրերի արժեքները տրանզիս­տոր­ների վերա­բեր­յալ տեղեկատվական գրա­կանություններում բեր­վում են: Iը(0) հոսանքը հաշ­վում են  Iը(0) = S(0)|Uկ| / 2 հավա­սա­րու­մով:

Վերջին հավասարումից U0փա  լարման  մեծությունը, որը ապահո­վում է Iը(0) հանգստի ռեժիմի հոսանքը, կորոշվի`               

|U0փա|-ն որոշվում է տրանզիստորի միջանցիկ բնութա­գծից` ընտ­րե­լով հանգստի ռեժիմի I հոսանքի արժեքը: Ընդ որում n հոսքուղով տրան­զիս­տորում U0փա– ն բացասական է, իսկ p հոսքուղով տրան­զիս­տորում` դրական:

R1, R2 լարման բաժանիչով տրանզիստորի փականին կի­րառ­ված լարումը`

Rա-ի վրա լարման անկումը կլինի`

 Վերջին հավասարումից  Rա - ի համար կստանանք`          

>>              

3.8. RC կապով ուժեղարարներ

Ուժեղարարներում տրանզիստորը կարող է միացվել երեք սխեմա­նե­րով` ընդհանուր էմիտերով, ընդհանուր բազայով և ընդ­հանուր  կո­լեկ­­­տորով: Ուժեղարար կասկադներն էլ ըստ տրան­զիս­տորի միացման սխե­մայի, բաժանվում են երեք խմբի` ընդհա­նուր էմիտերով, ընդհանուր բազայով և ընդհանուր կոլեկտորով:

 

3.8.1. Երկբեռ տրանզիստորներով RC կապով ուժեղարարներ

3.8.1.1. Ընդհանուր էմիտերով կասկադ

Ընդհանուր էմիտերով կասկադի  սխեման  բերված  է  նկ.3.21­-ում: Տրանզիստորի հանգստի ռեժիմը ընտրվում է R1, R2, R3, Rէ  տարրերի վրա կառուցված շեղման շղթայի միջոցով: Մուտ­քային ազդանշանի Eգ լարման աղբյուրը իր Rգ ներքին դի­մադ­­րությամբ միացվում է կասկադի մուտքին C1 կոնդենսատորի միջո­ցով: Rբ բե­ռը միացվում է կասկադի ելքում C2 կոնդենսա­տո­րի մի­­ջոցով: C1, C2 կոնդենսատորները բաժա­նիչ կոնդենսատոր­ներ են: Դրանք միաց­­վում են մուտքային ազդանշանի աղբյուրը կաս­կադի մուտ­քային շղթայից և բեռը կասկադի ելքային շղթայից, ըստ հո­սան­քի հաս­­­տատուն բաղադրիչների բաժանելու նպա­տակով: Եթե մուտ­քային ազդանշանի աղբյուրը և բեռը միացվեն կաս­կա­դին անմիջական կա­պով (առանց կոնդենսատորների), կխախտ­վի տրանզիստորի հան­գս­տի հաշ­վարկային ռեժիմը: Իրոք, C1-ի բա­ցա­­­կա­յության դեպքում մուտքային ազդա­նշանի աղբյուրը իր ներ­քին Rգ դի­մադ­­րությամբ միանում  է զու­գահեռ  R2-ին  և փո­խում է տրանզիստորի U0բէ լարման ու I հոսանքի հաշ­վար­կային մե­ծու­թյունները:

C2 կոն­դենսատորի բացակա­յության դեպ­քում Rբ  ռեզիստորը միանում է զու­գահեռ կասկադի ելքային շղթային և փոխում է U0կէ լարման ու I հո­սանքի հաշվարկային մեծու­թյուն­ները: C1, C2 կոնդենսատորների միա­­­ցումը վերաց­նում է, ըստ հաստատուն հոսանքի, մուտքային ազ­դա­նշա­­նի աղբյուրի և բեռի կապերը կասկադի հետ, հետևա­բար և վե­րա­­նում է դրանց ազ­դե­­­ցությունը տրանզիստորի հանգստի ռեժիմի վրա: C1,C2  կոն­­դեն­սա­­տորների ունակություն­ների ար­ժեքները վերցվում են մեծ (միկ­­­­րո­ֆարադ­ներ), որպեսզի դրանց դիմադրու­թյունները և կաս­կա­դի ուժե­ղացման գործա­կի­ցը չփոքրանան:

Որոշենք կասկադի հիմնական  պարամետրերը: Այդ նպա­­­տա­կով  դի­տարկենք կասկադի համարժեք սխեման ազդա­նշան­­ների փոփոխա­կան բաղադրիչների համար (նկ.3.22): Համարժեք սխեման կազմում ենք` տրանզիստորը փոխարինելով իր T-աձև համարժեք սխեմայով և Eկ լար­ման աղբյուրի կարճ միացումով:

Համարժեք սխեմայում նշանակ­ված  է`  Rհ = R1IIR2 :

Կասկադի պարամետրերի ուսումնասիրությունը պարզեց­նե­լու նպա­­­­տակով  մուտքային ազդանշանի աշխատանքային հա­­ճա­խու­թյուն­ների լրիվ միջակայքը բաժանում ենք երեք տի­րույթ­ների: Դրանք են` միջին հաճախությունների տիրույթ, ցածր հա­ճա­­խությունների տիրույթ և բարձր հաճախությունների տի­րույթ:

Միջին հաճախությունների տիրույթում C1, C2, Cէ կոնդեն­սա­տոր­նե­րի դիմադրությունները և դրանց վրա լարման անկումնե­րը շատ փոքր են, կասկադի պարամետրերի վրա դրանց ազդե­ցու­թյունը կարող ենք ան­տեսել: Cկէ ունակությունը շատ փոքր է (պի­կո­ֆա­րադ­ներ), հետևա­բար դրա  դիմադրուությունը rկէ դիմադ­րության համեմատ շատ մեծ է և դրա ազդեցությունը նույնպես կարող ենք անտեսել:

Այսպիսով, կասկադի համարժեք սխեման միջին հաճա­խու­թյուննե­րի դեպքում կունենա նկ.3.23-ում պատկերված տեսքը: 

Օգ­տվելով կաս­կադի համարժեք սխեմայից` որոշենք հիմնա­կան պա­րամետրերը միջին հաճախությունների դեպքում:

Մուտքային դիմադրություն: Կասկադի լրիվ մուտքային  դիմա­դ­­րու­­թյունը որոշվում է հետև­յալ բանաձևով`          

որտեղ Rհ = R1IIR2 լարման բաժանիչի համարժեք դիմադ­րութ­յունն է, Rմ`- ը  տրանզիստորի  մուտ­քային  դիմադ­րութ­յունը: Հաշ­վի առ­նելով rկէ  >> rէ պայմանը` հա­մար­­ժեք սխեմայից  տրանզիս­տո­րի  մուտ­քային դիմադ­րության  համար կարող ենք գրել`

Վերջին արտահայտությունը ցույց է տալիս, որ կասկադի  մուտ­­­քա­յին դիմադրությունը մեծացնելու համար պետք է Rհ  դի­մադրությունը մեծացնել, որը սակայն հանգեցնում է հանգստի կետի կայունության նվազման:

Ելքային դիմադրություն: Կասկադի ելքային դիմադրութ­յու­նը որոշ­­վում է մուտքում կարճ միացման և ելքում պարապ  ըն­թաց­­քի ռեժի­մում: Հաշվի առնելով, որ rկէ >>rէ և rկէ >>Rկ, կարող ենք գրել ելքային դիմադ­րության համար հետևյալ բանաձևը

Լարման ուժեղացման  գործակից: Կասկադի լարման ուժե­ղաց­­­ման գործակիցը որոշվում է բեռի վրա ելքային Uե և մուտ­քա­յին Eգ  լա­րում­ների հարաբերությամբ`

Համարժեք սխեմայից, հաշվի առնելով որ  rկէ >>rէ , ել­քա­յին  լար­ման համար կարող ենք գրել`

Բացասական « - » նշանը ցույց է տալիս որ մուտքային և ելքային լարումները հակափուլ են: Դա պայմանավորված է նրանով, որ մուտ­քա­յին լարման աճը հանգեցնում է բազային Iբ և կոլեկտորային h21էIբ հո­­սան­­ք­­նե­րի մեծաց­ման: Արդյունքում մեծանում է Rկ-ի վրա լար­ման անկումը և Uե0 = Eկ - IկRկ լարումը փոքրանում է: Նշա­նակում է որ մուտքային լարման մեծացումը հանգեցնում է ելքային լարման փոք­րաց­ման և հակառակը:

Հաշվարկների պարզեցման նպատակով, Eգ լարման աղ­բյու­րը փո­խարինում ենք համարժեք Eգ1 (նկ.3.24) լարման գենե­րա­տո­րով, որի  պարամետրերը  կլինեն`

                     

Այդ փոխարինումից հետո նկ.3.23-ում պատկերված հա­մար­ժեք  սխեման  ընդունում է նկ.3.24-ում բերված տեսքը:

Նկ.3.24-ից կարող ենք գրել`                 

Տեղադրելով (3.63) - ը  (3.62) - ի մեջ` որոշում ենք  Eգ - ն`                        

(3.62),(3.63), (3.64) հավասարումներից ընդհանուր էմիտե­րով կաս­­­կա­­դի լարման ուժեղացման գործակցի համար կստանանք`                         

Վերջին հավասարումից երևում է, որ ընդհանուր  էմի­տե­րով  կաս­­կադի լարման ուժեղացման գործակիցը կախված է տրան­զիս­տորի h21է  ուժեղացման գործակցի և Rկ, Rբ, Rհ, Rգ  դի­մադ­րու­թյունների մեծու­թ­յուն­ներից: Բացասական նշանը ցույց է տալիս, որ կասկադի մուտքային և ելքային լարումների միջև առաջա­նում է 18O0 փուլային շեղում: Մաս­ա­վոր դեպքում, երբ Rգ=O, Rբ-ն ձգտում է անսահմանության կունե­­նանք ուժե­ղաց­ման գոր­ծակցի առավելագույն արժեքը`

Վերջին արտահայտությունից երևում է, որ մեծ  ուժեղաց­ման գոր­ծա­կից ստանալու համար անհրաժեշտ է մեծացնել Rկ դի­­մադ­­­րությունը և ընտրել մեծ h21է գործակցով տրանզիստոր: Սա­կայն Rկ-ի մեծու­թյունը սահմանափակվում է տրանզիստորի հան­գստի ռեժիմի ընտրումով:

Հոսանքի ուժեղացման գործակից: Այժմ դիտարկենք կաս­կա­դի հո­սանքի ուժեղացման գործակիցը: Այդ նպատակով Eգ  լար­ման աղ­բյու­րը փոխարինում ենք հոսանքի Iգ գեներատորով:

Այդ դեպքում հոսանքի աղբյուրի համար կարող ենք գրել`                                                                    

Բեռով հոսող հոսանքը `              

Կասկադի հոսանքի ուժեղացման գործակիցը կլինի`          

Ընդհանուր էմիտերով կասկադի հոսանքի ուժեղացման գոր­ծա­կիցը, նույնպես, կախված է h21է  ուժեղացման գործակցի և Rկ, Rգ, Rմ պարամետրերից: Rգ1>>Rմ և Rկ>>Rբ պայման­նե­րի դեպ­քում հոսանքի ուժեղացման  գործակիցն  ունի առավելա­գույն  արժեք`  

Այժմ դիտարկենք ընդհանուր էմիտերով կասկադի համար­ժեք սխե­ման ցածր հաճախությունների տիրույթում: Ցածր հա­ճա­խությունների տիրույթում C1, C2, Cէ կոնդենսատորների  դիմա­դ­­րու­թյուն­ները մեծա­նում են: Մեծանում են նաև դրանց վրայի լար­­ման անկումները, հետևա­բար համարժեք սխեմայում անտեսել դրանց ազդե­ցու­թյունները չի կարելի: Cկէ կոն­դեն­սա­տորի  ունա­­կությունը փոքր է, և դիմադ­րությունը ցածր հաճախո­ւ­թյունների դեպքում մեծանում է: Թուլա­նում է դրա ազդեցու­թյունը  սխեմայի աշխատանքի վրա, և համար­ժեք սխեմայում այն կարող ենք ան­տեսել: Կասկադի համարժեք սխեման կըն­դու­նի նկ. 2.5-ում բեր­ված տեսքը: Համարժեք սխեմայում երեք կոն­դեն­սատոր­նե­րի առ­կա­յությունը դժվարացնում է կասկադի պա­րա­մետ­րե­րի որո­շումը:

Այն պարզեցնելու նպատակով քննար­կենք կոնդենսա­տոր­­ների, ազ­դե­ցությունն առանձին-առանձին: Ենթա­դրենք C1 և Cէ կոն­­­դեն­­­սա­տոր­ները ունեն անսահման մեծ ունա­­կու­թյուններ, հետևա­բար դրանց դիմադրու­թյունները և դրանց վրա լարման անկում­ները շատ փոքր են և կարող ենք դրանց ազդեցությունով անտե­սել: Այդ դեպքում կասկադի հա­մար­ժեք սխեման կընդունի նկ.2.6 տեսքը:

Որոշենք C2-ի ազ­դե­ցությունն ուժեղացման գործակցի վրա: Նկ.3.26–ից կասկադի ելքային լարումը որոշվում է հետևյալ հա­վա­­սա­րումով`

որտեղ        

Որոշենք ուժեղացման գործակիցը ցածր հաճախություն­նե­րի տի­րույ­թում, տեղադրելով Eգ-ի և Uեց2 -ի արժեքները  համա­ձայն` (3.63) և (3.70) հավասարումների` 

 Հաշվարկների ժամանակ օգտագործվում է ուժեղացման  գոր­­ծակ­ցի  մոդուլը: Ըստ (3.71) հավասարման այն կլինի`

Վերջին արտահայտությունը ցույց է տալիս, որ  ցածր հա­ճա­­խու­թ­յուն­­ների տիրույթում կասկադի ուժեղացման գործակիցը նվա­զում է: Իրոք,     

Ուժեղացման գործակցի կախվածությունը մուտքային ազ­դա­նշանի  հաճախությունից հանգեցնում է ուժեղարարում գծա­յին և փուլային աղավաղումների առաջացման: Գծային աղա­վաղում­ների գործակիցը ցածր հաճախությունների տիրույ­թում կլինի`

Վերջին արտահայտությունը ցույց է տալիս, որ գծային աղա­­վա­ղում­ները τ2 -ի մեծացումից փոքրանում են: Հետևաբար C2 –ի ունակու­թ­յունը պետք  է հնարավորին չափ մեծացնել: Օգտվե­լով (3.73)-ից` որո­շենք  C2 -ի այն արժեքը, որի դեպքում կասկա­դը ապահովում է ωց հաճա­խու­թյան դեպքում անհրա­ժեշտ Mց2 գոր­ծակիցը`

Հաշվարկների ժամանակ տրվում են ց , Mց2, Rբ պարա­մետ­­րերը: Rկ – ի դիմադրությունը հայտնի է հանգստի ռեժիմի ընտ­­րու­մից: C2-ը  հաշվում են` համաձայն (3.74) հավա­սար­ման:

Փուլային աղավաղումների համար (3.73)-ից կստանանք`

որտեղից հետևում է, որ  փուլային  աղավաղումները  նույնպես  փոք­րա­­­­նում են C2-ի մեծացումից: Մասնավոր դեպքում, երբ 

Այժմ որոշենք C1-ի ազդեցությունն ուժեղացման գործակ­­ցի վրա: Ենթադրենք Cէ և C2 կոն­դեն­սատորներն ունեն անսահ­ման մեծ ունա­կու­թյուններ,  հետևա­բար դրանց  դիմադրություն­ները և դրանց վրա  լար­ման անկում­ները շատ փոքր են, և կարող  ենք ան­տեսել: Համարժեք  սխե­ման կըն­դու­նի նկ.3.27 տեսքը: Սխե­մայի մուտ­քային շղթայից կա­րող ենք գրել`                          

Նույն շղթայից մուտքային հոսանքը հավասար է`                                                                                                      

Տեղադրելով Eգ-ի արտահայտության մեջ Iմ-ի հավա­սա­­­րու­մը` պարզ ձևափոխումներով կստանանք 

          Ուժեղացման գործակիցը կլինի`  

Այսպիսով, համեմատելով (3.71) և (3.78) հավասարումները` կա­րող ենք եզրակացնել, որ ուժեղացման գործակցի վրա C1 և C2 կոնդեն­սա­տորների ազդեցությունը նույնն է: C1 - ի պատ­ճա­ռով առաջացած գծային ու փուլային աղավաղումները կորոշվեն (3.73) և (3.75) հավա­սա­րումներով, տեղադրելով  

Cէ կոն­դենսա­տո­րի  ազդեցությունն  ուժեղացման  գործակցի  վրա  կարող ենք գնահատել` օգտվելով ուժեղացման գործակցի վրա հետա­դարձ կապի ազդեցությունից: Ցածր հաճախություն­նե­րի դեպքում Cէ կոն­դենսա­տո­րի XCէ դիմադրությունը մեծա­նում է: Այն զուգահեռ է միաց­ված Rէ-ին, հե­տևա­բար, մեծանում է Rէ ||XCէ դի­մադրությունը և դրա վրա լարման անկումը: Դա հանգեցնում է բացա­սական հետադարձ կապի խորաց­ման, ուժեղացման գործակցի փոքրացման և ցածր հաճա­խա­կան աղա­վաղման առաջաց­ման:

Այսպիսով,կատարված ուսումնասիրություններից կարող ենք եզ­րա­­­կացնել,որ C1, C2, Cէ կոնդենսատորները ցածր  հաճա­խու­թ­յու­ն­նե­րի միջակայքում փոքրացնում են ուժեղացման գոր­ծակ­ցի մեծու­թյունը, առաջացնում են հաճախական աղա­վա­ղում­ներ: Դա է պատ­ճառը, որ ցածր հաճախությունների միջա­կայ­քում ուժե­ղարարի ամպլիտուդա-հաճախական բնու­թա­գիծը ձգտում է զրոյի (նկ.3.29) :

Աղավաղումները փոքրացնելու նպատակով` այդ կոնդեն­սա­տոր­­ների ունակությունների արժեքները վերցվում են շատ մեծ (տասնյակ և հարյուրավոր միկրոֆարադ):

Կասկադների հաշվարկների ժամանակ գծային աղավաղ­ման Mց գործակիցը տրվում է: Ընդունվում է Mց1 = Mց2 = Mցէ = Mցi և Mցi –ն հաշվվում է   արտահայտությունից:

Անցնենք կասկադի աշխատանքի դիտարկմանը բարձր հա­­­ճախու­թյունների տիրույթում: Բարձր հաճախությունների տի­­րույ­­­թում C1, C2, Cէ կոնդենսատորների  դիմադրություններն  ավելի փոքր են, քան միջին հաճախությունների միջակայքում, հետևա­բար դրանց ազդեցություն­ները համարժեք սխեմայում կարելի է անտեսել: Cկէ կոնդենսատորի դիմադրությունը նույնպես փոքր է, բայց քանի որ այն միացված է զու­գահեռ rկէ-ին, դրա ազ­­­­դեցու­թյունը սխեմայի աշխա­տան­քի վրա չի կարող անտեսվել:

Բարձր հաճախությունների տիրույթում կասկադի համար­ժեք սխե­ման կընդունի նկ.3.28-ում բերված տեսքը:

Նկ.3.28-ից որոշենք ելքային լարումը, անտեսելով rէ դիմադ­րո­ւ­թյու­նը Zկէ ||Rկ ||Rբ դի­­մադ­­րության համեմատ`

Լարման ուժեղացման գործակիցը կլինի`    

Ստացված հավասարումից երևում է, որ հաճախության  մե­­ծացումը հանգեցնում է ուժեղացման գործակցի նվազման:

Ուժեղացման գործակցի մոդուլի և հաճախական ու փու­­­­­լային աղավաղումների համար կստանանք` 

Մասնավոր դեպքում, երբ                          

Այս­պիսով, կատարված ուսումնասիրությունից կարող ենք եզ­­­րա­­­­կաց­նել, որ ընդհանուր էմիտերով կասկադում կոնդենսա­տոր­ները մի­ջին հաճախությունների տիրույթում ուժե­ղացման գոր­ծակցի վրա չեն ազդում, և այն մնում է հաստատուն (Ku = Ku0): Ցածր հաճախու­թյուն­ների միջակայքում C1,C2,Cէ կոն­դենսա­տոր­­ները, իսկ բարձր հաճախու­թյուն­ների միջա­կայքում` Cկէ ունա­կությունը փոք­րա­ց­­նում են ուժեղաց­ման գործակիցը:

Անհրաժեշտ է նշել, որ հաճախության փոփոխումից  փո­փոխ­վում է տրանզիստորի h21է ուժեղացման գործակիցը: Կա­տար­­ված ուսումնա­սի­րություններում, այդ փոփոխությունն ան­տեսե­ցինք հաշվարկների պար­զեցման նպատակով: Ավելի ճշգ­րիտ ուսում­նա­սիրությունների դեպ­քում անհրաժեշտ է դի­տար­կել նաև h21է գործակցի հաճախակա­ն փոփո­խու­թյունը:

Ընդհանուր էմիտերով կասկադի ամպլիտուդա - հաճա­խա­կա­ն և փուլա - հաճախական բնութագծերը  բերված  են  նկ.3.29-ում:

      >>              

 

3.8.1.2. Ընդհանուր բազայով կասկադ

Ընդհանուր բազայով կասկադի սխեման բերված է  նկ.3.30-ում: Eգ լարման աղբյուրը միացված է տրանզիստորի էմիտերին:

Սխեմայի մնա­­­­ցած տարրերի  նշանակությունը  նույնն  է, ինչ որ ընդհանուր էմի­տե­րով կասկադում:

Կասկադի պարամետրերի ուսում­նասիրման  նպա­տա­կով դիտար­կենք կասկադի համարժեք սխեման, որը պատկեր­ված է նկ.3.31-ում: Համարժեք սխեմայում տրանզիստորը փոխարինված է ընդ­­­հա­­նուր բազայով միաց­ման դեպքում իր համարժեք սխեմայով: Տրան­զիս­­տորի պարամետրե­րի միջև  կապը  ընդհանուր բազայով և ընդ­հանուր էմի­տե­­րով միա­­­ցումների դեպքում հետևյալն են`

­   

Համարժեք սխեմայից  որոշենք կասկա­դի պարա­մետ­րերը` օգ­տ­վե­­­լով ընդհանուր էմիտերով կասկադի պարամետ­րե­րի որոշ­ման եղա­նա­կից: Սակայն  նկ.3.22-ի և  3.31-ի համեմա­տու­մը ցույց է տալիս, որ ընդ­հա­նուր էմի­տերով և ընդ­հանուր բազա­յով կաս­կադ­ների համարժեք սխե­­­մա­ներն ունեն նույն տեսքը և տար­բեր­վում են միայն որոշ պարա­մետրե­րի նշանակումներով: Չկրկնելու համար ընդհանուր էմիտերով կաս­կադի պարամե­­րե­րի որոշ­ման գործո­ղությունները, ընդ­հանուր բա­զա­յով կասկա­դի պարա­մետ­րերը որոշում ենք ընդհանուր էմիտերով կաս­կադի պարամետ­րե­րի արտահայտու­թյուն­ներից տեղադ­րե­լով դրան­ցում rբ = = rէ,  rէ = rբ,  Rհ = Rէ, h21է = h21բ :    

Կատա­րե­լով նշված տեղադ­րում­­­ները, ընդ­­հանուր բազայով կաս­կա­դի պա­րա­­մետ­­րերի համար  կստա­նանք հետև­յալ արտահայտու­թյուն­­­­ները`

(3.83)-ը ցույց է տալիս, որ ընդհանուր բազայով  կասկադի մուտ­­քա­յին  դիմադրությունը  շատ փոքր է: Իրոք,  (1- h21բ O, հե­տևա­բար  Rմ ≈ rէ: Լարման ուժեղացման գործակիցը ըստ (3.85)-ի կախված է բեռի Rբ դիմադրությունից և մեծանում է վեր­ջինիս մեծացմամբ: Հո­սան­քի ուժե­ղաց­ման գործակիցը, համա­ձայն ար­տահայտություն (3.86) - ի, փոքր է մեկից:

Ցածր և բարձր հաճախությունների տիրույթներում ընդ­հա­­նուր էմի­տե­րով և ընդհանուր բազայով կասկադների  համար­ժեք  սխե­մա­ներն ունեն նույն տեսքը, հետևաբար C1, C2, C3, Cկ կոն­­դեն­սա­տորների ազ­դե­ցու­թ­յունն ուժեղացման գործակցի վրա կլինի նույնը, ինչ որ ընդ­հանուր էմիտերով կասկադի դեպքում: Միակ տարբերությունն այն է, որ ընդհանուր  բազայով կասկա­դում Cկ ունակությունը (1+h21է ) անգամ փոքր է ընդհա­նուր էմի­­տե­­­­­­րով կասկադի Cկէ  ունա­կու­թյունից, հետևա­բար բ  ժամա­նակի հաս­տա­­տունը ընդհանուր բազայով կասկադում ավելի փոքր է: Դա հանգեց­նում է ընդհանուր բազայով կասկա­դում սբ սահմանա­յին բարձր հաճախության, հետևաբար հա­ճախա­կա­նա­յին բաց­թող­ման շերտի մեծացման, քանի որ երկու կաս­կադ­ներում միև­նույն Mսբ աղավաղման գործակիցը կա­պա­հովվի ընդ­հանուր բա­­զայով կաս­կադում ավելի մեծ սբ  արժեքի դեպքում :

Այսպիսով, կարող ենք ընդգծել ընդհանուր բազայով կաս­կա­դի  հետևյալ հատկանիշները` փոքր մուտքային և մեծ ելքային դիմադրու­թյուններ, հաճախությունների լայն ­­­թողանցման շերտ, մեկից փոքր հոսանքի ուժեղացման գոր­ծակ­­­ից: Ուժեղացումը կատարվում է առանց փուլային շեղման, և լար­ման ուժեղացման գործակիցը կախված է բեռի դիմադրու­թյու­նից:

>>

3.8.1.3.Ընդհանուր կոլեկտորով կասկադ ( էմիտերային կրկնիչ )

Ընդհանուր կոլեկտորով կասկադի սխեման բերված է  նկ.3.32 -ում: Այն կոչվում է նաև էմիտերային կրկնիչ: Ընդհանուր  կոլեկտորով կաս­կա­դում  ելքային  ազդանշանը  վերցվում է տրանզիստորի էմիտերային շղթայից: Տրանզիստորի հանգստի ռեժիմը ընտրվում է R1, R2, Rէ դի­մադ­­րությունների միջոցով:

Կասկադի պարամետրերը որոշելու նպատակով դիտար­կենք դրա համար­ժեք սխեման, որը բերված է նկ.3.33-ում: Միջին հա­ճա­խու­թյուն­­նե­րի տիրույթում անտեսում ենք C1, C2, Cկէ  կոն­դեն­սա­տորների ազդե­ցությունները, և համարժեք սխեման ընդու­­նում է նկ.3.34 - ում բերված տեսքը: Օգտվելով կասկադի համարժեք սխե­­մայից`որոշենք հիմնա­կան պա­րա­մետրերը միջին հաճա­խու­թ­յուն­­ների տիրույթում:

Լրիվ մուտքային դիմադրությունը որոշվում է հետևյալ հա­վա­սա­րու­մով`                                                          

Rմ - ն մուտքային դիմադրությունն  է  առանց  լարման  բա­ժա­նիչի դիմադ­րության և հավասար է`       

հաշվի առնելով, որ Rէ||Rբ >> rէ և rկէ  >> Rէ||Rբ   կստանանք`

Եթե համեմատենք (3.57) և (3.89) հավասարումները և հաշ­վի առնենք  Rէ ||Rբ>>rէ  պայմանը, կարող ենք եզրակացնել, որ ընդ­հանուր կոլեկ­տորով կասկադի մուտքային դիմադրությունը շատ մեծ է ընդ­հա­նուր էմի­տերով կասկադի մուտքային  դիմադրությունից:

Լարման ուժեղացման գործակիցը կլինի`

(3.90) հավասարումը ցույց է տալիս, որ ընդհանուր կո­լեկ­տո­րով  կասկադի լարման ուժեղացման գործակիցը փոքր է մե­կից: Մասնավոր դեպքում, երբ Rգ=O, կստանանք Ku0≈1, այսինքն` կաս­­­կադի ելքում կրկնվում է մուտքային լարումը: Վերջին հանգամանքով է պայմանա­վորված այդ կասկադի էմիտերային կրկնիչ անվանումը:

Որոշենք կասկադի հոսանքի ուժեղացման գործակիցը`            

Ընդհանուր կոլեկտորով կասկադի հոսանքի ուժեղացման գոր­ծա­կիցը կախված է Rգ1,Rբ, Rէ դիմադրություններից: Մասնա­վոր դեպ­քում, երբ Rգ1>> Rմ  և Rբ << (rկէ||Rէ ) կստանանք ուժե­ղաց­ման գոր­ծակցի առավելագույն արժեքը` KI0 = (1+ h21է ):

Կասկադի ելքային դիմադրությունը որոշվում է ելքում պա­րապ  ընթացքի և մուտքում կարճ միացման  դեպքերում: Կաս­կադի համար­ժեք սխեմայից ելքային դիմադրության համար կարող ենք գրել                      

դիմադրությունը որոշելու նպատակով Բ1 և Կ կետերի միջև  միացնենք U լարումը: Այդ լարումը կառաջացնի հետևյալ հո­սանքները`   

Լրիվ հոսանքը կլինի`

դիմադրությունը հավասար է`

(3.92)-ից կասկադի ելքային դիմադրության համար կստա­­նանք`

Սովորաբար, rկէ >> (Rգ1 + rբ) / (1+h21է) և կարող ենք գրել

 

Վերջին հավասարումը ցույց է տալիս, որ ընդհանուր  կո­լեկ­տորով կասկադի ելքային դիմադրությունը շատ փոքր  մեծու­թյուն է: Իրոք,  Rգ1= O, rէ = rբ = 50 Օմ, Rէ = 1կՕմ, h21է = 6O կունե­նանք` Rե 5O Օմ:

Այսպիսով, կարող ենք նշել ընդհանուր կոլեկտորով կաս­կա­դի հետևյալ հատկությունները: Կասկադն օժտված է մեծ մուտ­քային, փոքր ելքային դիմադրություններով, լարման ուժեղաց­ման  գործակիցը փոքր է մեկից, հոսանքի և հզորության ուժե­ղացման գործա­կիցները մեծ են:

Շնորհիվ մեծ մուտքային և փոքր ելքային դիմադրություն­նե­րի` այս կասկադը կիրառվում է իբրև երկու սարքերը համաձայ­նեց­նող շղթա, որոնցից առաջինն ունի մեծ ելքային, իսկ երկրոր­դը` փոքր մուտքային դիմադրություն:

Ընդհանուր կոլեկտորով կասկադում ունակությունների  ազ­­դե­­ցու­թյունը ուժեղացման գործակցի վրա նույնն է, ինչ որ ընդ­հանուր էմի­տե­րով կասկադում, հետևաբար կասկադների ամպլի­տուդա-հաճախաւ­կան և փուլա-հաճախական բնութա­գծե­րը ունեն նույն տեսքը:                

 Բարդ էմիտերային կրկնիչներ: Ընդհանուր  կոլեկտորով կաս­կադի պարամետրերի  լա­վաց­ման  նպա­­տա­կով կասկադի սխեմայում ավելացվում են լրա­ցու­ցիչ տար­րեր, որը հանգեցնում է կասկադի սխեմայի բարդաց­ման, և ի տարբերություն պարզ էմիտերային կրկնիչի, վերջին­ները կոչվում են բարդ էմիտերային կրկնիչներ:

Բաղադրյալ տրանզիստորով բարդ էմիտերային կրկնիչի սխե­ման բերված է նկ.3.35-ում, որտեղ մեկ տրանզիստորի փո­խա­րեն օգ­տա­գոր­ծ­­վում է VT1,VT2 տրանզիստորներով կա­ռուց­­­ված բա­ղա­դրյալ տրան­զիստոր (VTբ): Բաղադրյալ տրանզիս­տորի ուժե­­­ղացման (h21է)բ  գործակիցը որոշվում է տրանզիստորների ուժեղացման գործա­կից­ների ար­տա­դր­յալով (h21է (h21է)2:    

Բարդ էմիտերային կրկնիչի պարա­մետրերը կարող ենք որո­շել` օգ­տվելով ընդհա­նուր կոլեկտորով կասկադի պա­րա­մետրե­րի (3.89),(3.90), (3.91), (3.92)  հավասա­րումներից, տեղա­դ­րե­­լով դրանց մեջ h21է (h21է)բ `                                                                                         

Ստացված հավասարումներից դժվար չէ եզրակացնել, որ բարդ  էմիտերային կրկնիչի հոսանքի ուժեղացման գործակիցը և մուտքային դիմադրությունը մեծանում են մոտ h21է  անգամ, իսկ ելքային դիմադ­րու­­թյունը փոքրանում է նույնքան անգամ: (3.95),(3.96),(3.97),(3.98) հա­­­վա­սարումներից երևում է, որ էմիտե­րա­յին կրկնիչի պարամետրերը կախ­ված են Rէ դիմադրության արժե­քից, և վերջինիս մեծացումից պա­րա­մետ­րերը լավանում են: Սակայն Rէ-ի արժեքը սահմանափակվում է տրան­զիստորի հան­գստի  ռե­ժի­մի ապահովումով և շատ մեծացնել հնա­­րավոր չէ:

Բարդ էմիտերային կրկնիչի մեկ այլ սխեմա բերված է նկ.3.36 -ում: Այստեղ Rէ ռեզիստորը փոխարինված է VT2 տրան­զիստո­րով: VT2-ի հան­գստի ռեժիմն ընտրվում է R3 ռեզիս­տորի միջոցով: Տրանզիստորը միշտ բաց է այն չափով, որ կոլեկ­տոր-էմիտեր դիմադ­րությունը փոքր է ըստ հոսանքի հաս­տա­տուն բա­ղադրիչի և ապահովում է VTբ բաղա­դ­րյալ տրան­զիստորի հան­գս­տի հոսանքները: Երբ կրկնիչի մուտքին տրվում է փոփո­խա­կան լարում, տրանզիստոր­ներով անցնում է հո­սանքի փոփո­­խա­կան բաղադրիչը: Այդ բաղադրիչի նկատմամբ  տրան­զիս­տո­րի կոլեկ­տոր-էմիտեր rկէ դիմադրությունը շատ մեծ է: Քանի որ էմիտե­­րա­­­­յին կրկնիչի պարամետրերը որոշվում են հո­սան­քի  փոփոխա­կան բաղադ­րիչի դեպքում, ապա այս սխեմա­յի պարա­մետ­րե­րը կորոշ­վեն (3.89).. .(3.93) հավասարում­ներով` փոխարինելով Rէ - ն rկէ -ով: Հաշվի առնե­լով որ rկէ >>Rէ պայմանը` վերո­­հիշյալ հավասարում­նե­րից կարող ենք եզ­րա­կաց­նել, որ նկ.3.36-ում պատկերված էմիտե­րային կրկնիչն ունի ավե­­լի մեծ մուտ­քային դիմադրություն և հոսանքի ուժե­ղացման գոր­ծա­կից, քան նկ.3.32-ում բերված էմիտերային կրկնիչը: Վերջին սխե­ման կոչ­վում է դինամիկ բեռով Էմիտերային կրկնիչ: Դա պայ­մա­նա­վորված է նրանով, որ VT2 տրանզիստորը դինամիկ դի­մադ­­րու­թյուն է: Հոսանքի հաստա­տուն բաղադրիչի համար այն փոքր դիմադրություն է, իսկ փո­փո­խա­կան բաղադրիչի համար` մեծ:

Էմիտերային կրկնիչի Rլմ լրիվ մուտքային դիմադրությունը  կախ­­­ված է Rհ=R1IIR2 լարման բաժանիչի դիմադրությունից: Հե­տևա­­բար մեծ լրիվ մուտքային դիմադրություն ստանալու համար պետք է մեծա­ցնել R1, R2 դիմադրությունները: Սակայն  վերջին­­­ներս ընտրվում են տրան­զիս­տորի  հանգստի  ռեժիմի  ապա­հով­ման  և  ջերմային կայունաց­ման պայմաններից և չեն կարող շատ մե­ծաց­վել: էմիտերային կրկնի­չում լար­ման  բաժանիչի  ազ­դե­ցու­թյու­նը լրիվ մուտքային դիմադ­րու­թյան վրա վերացված է նկ.3.37-ում բերված սխեմայում:

Այստեղ լար­ման բաժանիչի և տրանզիս­տորի բազայի միջև միացված է R3 ռեզիս­տորը, որի մի ծայ­րին տրվում է մուտքային ազդանշանը, իսկ մյուս ծայ­րին` ելքայի­նը` C1 կոնդենսատորի միջոցով: R3 դիմադրությունը վերց­վում է շատ փոքր, այնպես որ այն չի ազդում տրանզիստորի հանգստի ռեժի­մում բա­զային  հոսանքի  վրա: Քանի որ  էմիտե­րա­յին  կրկնի­չի հա­­մար Ku0 1, R3 -ի երկու ծայրերում ունենք իրար հավասար փո­­փո­խական լարում­ներ և փոփոխական հոսան­քը R3-ով բացա­կա­յում է: Կապը լար­ման բաժանիչի և տրանզիս­տորի  բազայի միջև  ըստ հոսան­քի փոփո­խա­կան բաղադրիչի վե­րա­նում է, վերացնելով  լարման բա­ժա­­նիչի ազ­դե­ցությունը կրկնիչի մուտ­քային  դիմադ­րության վրա: 

>>

 

3.8.1.4 Փուլաշրջիչ  կասկադ

Էլեկտրոնային մի շարք շղթաներում  օգտագործվում  են  սխեմայի ընդհանուր կետի նկատմամբ իրար հավասար և 1800 փուլային շե­ղու­մով երկու ազդանշաններ: Այդպիսի ազդանշան­ներ ստացվում են երկ­րոր­դային փաթույթում դուրս բերված զրո­յական կետով տրանսֆոր­մա­տորների օգնությամբ: Սակայն տրան­ս­­­ֆորմատոր կիրառելիս սարքի չա­­փերը մեծանում  են, և առաջանում են ոչ գծային ու հաճախական աղավաղումներ:

Այդ թերությունները վերացված են փուլաշրջիչ կաս­կադում, որի սխեման բերված է նկ.3.38-ում: Սխեման տարբերվում  է ընդ­հա­նուր էմի­տե­րով կասկադից միայն նրանով, որ տրան­զիստորի էմի­­­­­տերային շըղ­թայում բացակայում է Cէ ունակությունը և միաց­­­­­ված է Rբ2 երկրորդ բե­ռը: Rբ1-ի նկատմամբ սխեման ընդ­հա­նուր էմիտերով կասկադ է, որի  մուտ­քում և ելքում լարում­ների միջև փու­լային շեղումը 18O0 է: Rբ2 - ի նկատմամբ սխե­ման էմի­տերային կրկնիչ է, որի մուտքում և ել­քում լա­րումների միջև փուլային շեղումը բացա­կայում է: Հետևաբար Rբ1 և Rբ2 բեռ­ների վրա ստանում ենք իրար  նկատմամբ 18O0 փու­լա­յին շեղու­­մով լա­­րումներ: Այդ լարում­ների ամպ­լի­տուդների հավասա­րու­թյան համար պետք ապա­հովել կասկադների ուժեղացման գոր­ծակից­ների բացար­ձակ արժեքների հավասարու­թյունը:

Ընդհանուր էմիտերով կասկադի ուժեղացման գործակիցը որոշ­վում է (3.60) հավասարմամբ: Փուլաշրջիչ կասկադում Cէ կոն­­­դեն­սա­տորի բացակայության պատճառով Rէ-ի միջոցով առա­ջա­նում է բա­ցա­սական հաջորդական հետադարձ կապ, ինչը հանգե­ցնում է կասկադի մուտ­քային դիմադրության մեծացմանը և ուժե­ղացման գործակցի փոքրաց­մանը: Կասկադի Rմ1  մուտքա­յին դի­մադ­րու­թյունը և Kuo1 ուժե­ղաց­ման գործակիցը կորոշվեն (3.56) և (3.58) հավասարումներով:

 Տե­ղա­դրելով դրան­ցում rէ -ի փո­­խա­րեն (rէ + Rէ) կստանանք`

Էմիտերային կրկնիչի պարամետրերը կարող  ենք  որոշել  (3.90), (3.91) հավասարումներով` հաշվի առնելով Rկ << rկէ  պա­յ­­մանը`

Համեմատելով (3.99), (3.100) , (3.101), (3.102) հավասա­րում­­նե­րը` տեսնում ենք, որ կասկադի երկու ելքերում  ազդա­նշան­­նե­րի միև­նույն ամպլիտուդ ստանալու համար պետք է ապահովել հե­տև­յալ պայ­ման­ները` Rբ1=Rբ2, Rէ=Rկ, h21է >>1: Այդ դեպքում կստա­նանք Ku01 Ku02: Փուլաշրջող կասկադի հաճախությունների թողանցման շեր­տը սահ­­­մա­նա­փակվում է ընդհանուր էմիտերով կասկադի ­թող­անցման շեր­տի  մե­ծու­­­­թյամբ, քանի որ էմիտերային կրկնի­չի և ընդհանուր էմի­տե­րով  կաս­­կա­դի հաճախությունների ­թողա­նց­ման շերտերը իրար հավասար են:

Երկբևռ տրանզիստորների վրա կառուցված  կասկադնե­րի ուսում­նա­­սի­րությունը կատարեցինք`n-p-n տեսակի տրան­զիս­­տոր­­­­ների կիրառ­­մամբ: Ստացված  արդյունքները ճիշտ են նաև p-n-p տրանզիս­տորնե­րի  կիրառման դեպքում, միայն պետք է փո­փոխել Eկ  լարման աղբյուրի միացման բևեռականությումը:

>>

 

3.8.2.Դաշտային տրանզիստորներով RC կապով ուժեղարարներ

Դաշտային տրանզիստորներով ուժեղարար կասկադները  կա­ռուց­վում են նույն սկզբունքով, ինչ որ երկբևեռ տրանզիստոր­նե­րով կառուց­ված­ները: Տարբերությունը միայն այն է, որ դաշ­տա­յին տրանզիստոր­ները կառավարվում են ոչ թե մուտքային հո­սան­քով, այլ` լարումով: Այդ պատճառով տրանզիստորի հան­գստի ռեժիմը ապահովվում է հաստա­տուն լարման կիրառումով: Դաշտային ինչպես և երկբևեռ տրանզիս­տոր­ներն ուժեղա­րար կաս­կադ­ներում միացվում են երեք սխեմաներով: Համապա­տասխանաբար կասկադները կոչվում են` ընդհանուր ակուն­քով, ընդհանուր փականով և ընդհանուր ըմպիչով: Ընդհանուր փակա­նով կաասկադն ունի փոքր մուտքային դիմադրություն և մեծ կիրա­ռու­թյուն չի գտել: Այդ պատ­ճա­ռով սահմանափակվենք միայն ընդ­հանուր ակունքով և ընդ­հա­նուր ըմպիչով կասկադների ուսումնասիր­մամբ:

>>

3.8.2.1.Ընդհանուր ակունքով կասկադ

Ընդհանուր ակունքով կասկադի սխեման, ներդրված n հա­ղոր­դա­­­կա­նության հոսքուղով դաշտային տրանզիստորով, բեր­­ված է նկ.3.39ա-ում: Տրանզիստորի հանգստի ռեժիմի ընտր­ման սկզբունքը նույնն է, ինչ որ երկբևեռ տրանզիստորների դեպ­քում: Այդ ռեժիմը ընտրվում է R2 և Rա ռեզիստորների միջ­ո­ցով: Տրան­զիստորի ակունքային Iա= Iը հո­սան­­քը Rա-ի վրա առա­ջա­ց­­նում է U0ափ = IRա  լարման անկում, որը R2–ի մի­ջո­ցով հաղորդ­վում է փական-ակունք շղթային: Միաժամանակ Rա-ի միջոցով ստեղ­ծ­­վում է ըստ հաս­տա­տուն հոսանքի բացասական հետա­դարձ կապ, ինչն ապա­­հովում է հանգստի ռեժիմի կայունությունը ջեր­մաստի­ճանի և տրան­զիստորի պարամետ­րերի փոփոխու­թյան դեպ­քում:

Ըմպի­չային Rը ռեզիստորն ապահովում է տրանզիստորի Uըա լա­րու­­­մը հան­գստի ռեժիմում: C1, C2, Cա կոնդենսա­տոր­ների դերը նույնն է, ինչ որ C1,C2,Cէ կոնդենսատորների դերը ընդհա­նուր էմի­տե­րով կաս­կա­դում: Eը  -ն սնման լարման աղբյուրն է, Rբ-ն` բեռի դի­մադ­րու­թյունը: Rա-ն հաշվում ենք հետևյալ հավասա­րու­մով`

 Տրանզիստորի հանգստի կետի U0փա և I0ը   մեծությունները ընտր­­­վում են տրանզիստորի փոխանցման բնութագծից, ելնելով մուտքային լարման առավելագույն արժեքից և ոչ գծային աղա­վաղման թույլատ­րելի մեծությունից (նկ.3.39.բ):

Որոշ դեպքերում, հանգստի ռեժիմի բարձր  կայունություն ապա­­­հո­­­վելու նպատակով Rա - ն վերցնում են ավելի մեծ, քան պահան­ջ­վում է հան­գստի ռեժիմի ապահովման համար (ապա­հովում են խորը բացա­սական հետադարձ կապ), որի հետևան­քով U0փա լարումը նվազում է, և հանգս­տի հաշվարկային ռեժիմը խախտվում է: Հանգստի անհրաժեշտ ռեժիմի ապահովման նպա­տակով միացվում է R1 ռեզիս­տորը: R1-ի դիմադրու­թյունը կարող ենք հաշվել լարման նվազման փոխհատուց­ման պայմա­նից`

Uա լարումը որոշվում է օգտվելով Eը սնման լար­ման արժեքից`

 Տրանզիստորի  հանգստի ռեժիմի կայունությունը կախված է Uա-ի մեծությունից: Ինչքան մեծ  է  Uա - ն, այնքան  մեծ  է  հանգստի ռեժիմի կայու­նությունը (բացասական հետադարձ կապը խորն է): Սակայն Uա-ի  մեծացումը` հանգեցնում է Eը -ի մեծացման, ինչը ցանկալի չէ:

Հաշվարկների ժամանակ  կասկադի տարրերը ընտրվում են`

R2 = (1...2) մՕմ, Uա = (0.1...0.3) Eը, Rը = (0.05...0.15) ri :

Ընդհանուր ակունքով կասկադը ազդանշանն ուժեղացնե­լիս, մուտ­­քի և ելքի լարումների միջև առաջացնում է  1800 փու­լային շեղում:  Կասկադի մուտքում ազդանշանի դրա­կան կի­սա­պար­բե­րության դեպ­քում տրանզիստորն ավելի է բաց­վում, Rը դիմադրությամբ անցնող հո­սանքն աճում է, աճում է նաև այդ դի­մա­դ­րության վրայի լար­ման ան­կու­մը հետևաբար ելքային լա­րումը` Uե = Eը - IըRը նվազում է: Կասկադի ելքում ստանում ենք բացասական կիսապարբերություն:          

p - n անցումով կառավարմամբ դաշտային տրան­զիս­տո­րով կաս­կադի սխեման և աշխատանքի սկզբունքը լրիվ նույնն է, ինչ որ վերը դիտարկ­ված կասկադի սխեման:

Ինդուկտված n հոսքուղիով դաշտային տրանզիստորով ընդ­հա­նուր ակունքով կասկադի սխեման բեր­ված է նկ.3.40 - ում:

Տրանզիստորի հանգստի ռեժիմի ընտ­րման սկզբունքը նույնն է, ինչ որ նախորդ տրանզիստորի դեպ­քում: Տարբե­րութ­յունն այն է, որ մուտքային շեղման լարման բացակա­յության  դեպքում  տրան­­­զիս­տորը  փակ  է  (նկ.3.40), և հանգստի ռեժիմի ընտրման համար անհրա­­ժեշտ U0ափ լարումը ապահով­վում է R1, R2, Rա ռե­զիս­տորների մի­ջոցով (R1-ի միա­ցու­մը պար­տադիր է):

Որոշենք կասկադի պարամետ­րերը: Փոխար­ի­նելով տրան­զիստորն իր համարժեք սխեմայով` կազ­մում ենք կասկադի հա­մարժեք սխե­ման հոսանքի փոփոխական բաղադրի­չի համար  (նկ.3.41): Համար­ժեք  սխե­մայում Eգ մուտքային ազ­դա­նշանի  Rգ  դի­մա­դրությունն  ան­տեսված էկաս­կադի մեծ մուտ­քային դի­­­մադ­­­րու­թյան պատճառով, և այդ դեպ­քում Uմ = Eգ: C1,  C2   կոն­­­­դեսա­տորները,  ինչպես  և  ընդ­հա­նուր  էմի­տերով կաս­­­կադում, մեծ ունա­կություններ են, դրանց դիմադրու­թյու­ն­­ները շատ փոքր են, և հա­մար­ժեք սխեմայում ունակություններն անտե­սում  ենք:

Տրան­զիստորի Cփը,Cըա,Cփա ունակությունները փոքր են, դի­­մադ­­­րու­թյուն­­­­ները` մեծ: Cփա, Cըա ունակությունները զուգահեռ են միաց­­ված հոս­քուղու rդիմադրությանը: Հաշվի առնելով, որ այդ ունա­կություն­ների դիմադրությունները շատ մեծ են  ri -ից, հե­տևա­բար դրան­ցով հո­սանք­ները շատ փոքր են, փոխարինման սխեմայում դրանց ազ­դե­ցու­թյունն ան­տեսում ենք, և համարժեք սխեման միջին հաճա­խու­թյուն­ների տիրույթում ընդունում է նկ.3.42 տեսքը:

Հաշվի առնելով որ, Cփը ունակո­ւ­թյան դիմադրությունը շատ մեծ է, նկ.3.42-ից կարող ենք գրել կասկադի ուժեղացման գոր­ծակցի հավա­սարումը հետևյալ տեսքով`        

Սովորաբար ri >> ( Rը||Rբ ) և եթե Rբ >> Rը , կստանանք` 

Վերջին արտահայտությունը ցույց է տալիս, որ ուժեղաց­ման  գոր­ծակիցը մեծացնելու համար պետք է Rը  դիմադրությու­նը հնա­րավորին չափ մեծացնել: Rը - ի մեծությունը  սահմանա­փակվում է կասկադում գծային աղավաղումների մակարդակով:  Շատ մեծ Rը դիմադրության դեպքում բարձր հաճախությունների տիրույթում Cըա ունակության դիմադրությունը դառնում է համե­մա­տելի Rը -ի հետ, հետևաբար համարժեք սխեմամայում Cըա ունա­կությունն անտեսել չի կարելի: Այդ դեպքում       Cըա -ի դիմադ­րությունը զուգահեռ միանալով Rը  դիմադրու­թյանը` փոքրաց­նում  է  ըմպիչային շղթայի դիմադրությունը և կասկադի ուժե­ղաց­ման գործակիցը:

Կասկադի մուտքային դիմադրությունը որոշվում է  լար­ման  բա­ժա­նիչի դիմադրությամբ`

Ելքային դիմադրությունը `

(3.110) հավասարումը ցույց է տալիս, որ ուժեղացման գոր­ծակցի մե­ծաց­ման նպատակով Rը - ի մեծացումը հանգեցնում է  ելքային դի­մադ­­­րության մեծացմանը:

Ցածր հաճախությունների տիրույթում C1, C2, Cա կոնդեն­­սա­­տոր­նե­րի ազդեցությունը կասկադի ուժեղացման գործակցի վրա  նույնն է, ինչ որ C1, C2, Cէ կոնդեն­­սատոր­նե­րի ազդեցու­թյունը ընդ­հանուր էմիտե­­րով կասկադում:

Բարձր հաճախությունների տիրույթում Cփա,Cփը,Cըա ունա­­­­կու­­­­թյուն­­­­ների դիմադրությունները փոքրանում են, որը հան­գեցնում է ուժեղաց­ման գործակցի, մուտքային և ելքային դիմադ­րությունների փոքրաց­մանը:

>>

 

3.8.2.2. Ընդհանուր ըմպիչով կասկադ (ակունքային կրկնիչ)          

Ակունքային կրկնիչի սխեման իր կառուցվածքով նման է  էմի­տե­րային կրկնիչի սխեմային (նկ.3.43): R1, R2, Rա ռեզիստոր­ները միաց­վում են տրանզիստորի հանգստի ռեժիմն ընտրելու նպատակով: Այդ  ռեժիմում որպես բեռ ծառա­յում է Rա ռեզիստորը, իսկ փո­փո­խական ազդանշանի համար` Rա||Rբ դիմադրությունը:

Ակունքային կրկնիչի փոխարինման սխեման կազմվում է` փոխա­րի­­­­նելով տրանզիստորը հա­մար­ժեք սխեմայով ընդհանուր ըմպիչով միաց­ման դեպքում և կարճ փակելով Eը լարման աղբյուրը  (նկ.3.44):

Միջին  հաճախությունների տիրույթում C1, C2, Cաը, Cփը  ունա­կու­թյուն­ների ազդեցությունը կարող ենք ան­տե­­սել, ինչպես նա­խորդ կաս­կա­դում, և փոխարինման սխեման ընդունում է նկ.3.45-ում բերված տեսքը:

Ակունքային կրկնիչում մուտքային և ելքային լարումների   մի­­­ջև առնչությունը հետևյալն է`                     

Միաժամանակ  կասկադի համարժեք սխեմայից կարող ենք գրել ելքային լարման հետևյալ բանաձևը`                

Տեղադրելով (3.112)-ից Uփա-ն (3.113) հավասար­ման մեջ, որո­­շում ենք կասկադի լարման ուժեղացման գործակի­ցը`

Սովորաբար ri >> Rա||Rբ , հետևաբար`

Ստացված  հավասարումից երևում է, որ ուժեղացման  գոր­ծակիցը մեծանում է տրանզիստորի բնութագծի s թեքության և RաIIRբ դիմադ­րու­թյան մեծացման շնորհիվ: Ուժեղացման գոր­ծակիցը ձգտում է մեկի և այն մեկին մոտեցնելու համար պետք է  ընտրել առավելագույն թեքու­թյամբ օժտված տրանզիտոր:

Ակունքային կրկնիչի մուտքային դիմադրությունը որոշ­վում է  Rմ = R1IIR2 լարման բաժանիչի դիմադրությամբ: Ի տար­բերու­թյուն ընդ­հա­նուր ակունքով կասկադի, որտեղ նույնպես մուտ­քա­յին դիմադրու­թյունը որոշվում է լարման բաժանիչի դի­մա­դրու­թյամբ, այստեղ  R1IIR2 մեծու­թյունը վերցվում է շատ ավե­լի մեծ, և ակուն­քային կրկնիչի  մուտ­քային դիմադրությունը մե­ծա­նում է: Ակուն­քային կրկնիչում տրանզիս­տորի փա­կան-ակունք լարումը շատ ավելի փոքր է (Uփա= Uմ-Uե, իսկ Uե ≈Uմ), քան ընդ­հա­նուր ակուն­քով կասկադում: Այդ պատճառով տրան­զիս­տո­րի մուտ­քային հոսանքն էլ ակունքային կրկնիչում ավելի փոքր է, քան ընդ­­հա­նուր ակունքով կասկադում, և ակունք-փա­կան դիմա­դ­­րության ջեր­մային փոփոխւթյունն ավելի թույլ է: Վերջին հան­գա­մանքն էլ թույլ է տալիս ընտրել ավելի մեծ դիմադրությամբ լար­ման բաժանիչ:

Ակունքային կրկնիչի ելքային դիմադրությունը որոշում են ան­ջատ­ված բեռի դեպքում` կիրառելով ելքում U լարումը: U լար­ման  շնոր­հիվ ելքային շղթայով անցնում է I հոսանքը, որը կար­­տա­­հայտվի հետևյալ հավասարմամբ`

  որտեղ μ = sգri կոչվում է տրանզիստորի ստատիկ ուժեղացման գործա­կից:

          Կասկադի ելքային դիմադրությունը կլինի`                

Ակունքային  կրկնիչի ելքային դիմադրությունը փոքր  է  ընդ­հա­նուր  ակունքով  կասկադի  ելքային  դիմադրությունից  և  գտնվում  է 100...  3000 Օմ միջակայքում:

>>

 

3.9.Հզորության ուժեղարարներ

Հզորության ուժեղարարի հիմնական դերը բեռին անհրա­ժեշտ հզո­րության փոխանցումն է` սնման աղբյուրի էներգիայի  նվազա­գույն ծախ­սով և թույլատրելի գծային ու ոչ գծային աղա­վաղում­նե­րով: Հզո­րության ուժեղարարները ելքային կասկադ­ներ են: Դրանց հա­մար հիմ­նական պարամետրեր են բեռում ան­ջատ­­ված  հզորութ­յու­նը, օգտա­կար գործողության գործակիցը և ոչ գծային աղավա­ղումների մա­կար­դակը: Մեծ հզորությունների ապա­հո­վու­մը  ենթադրում է տրան­զիստորների աշ­խատանքը մեծ հոսանք­նե­րով և լարումներով: Դա նշա­նակում, որ ու­ժե­ղարարնե­րում փո­փո­­խական լար­ման և հո­սան­քի արժեքները պետք է մոտա­վո­րապես հավասար լի­նեն տրանզիստոր­ների հան­­գստի ռե­ժիմի հաս­տա­տուն արժեքներին: Այդ պատճառով ուժե­ղարարի պարա­մետ­րերի վրա զգալիորեն ազդում են տրանզիստորների աշխա­տան­քային ռե­­ժիմը և բնութագծերի ոչ գծայնությունը: Փոքր ազ­դա­նշանի պա­­րա­­­­­մետ­րերը այստեղ կիրառելի չեն, և պետք է օգ­տա­գործվի  հաշ­վարկի գրա­ֆոանալի­տիկական եղա­նակը:

Օգ­տա­կար գործողու­թ­յան գործակիցը և ոչ գծային աղա­վա­ղում­նե­րը կախված են տրան­զիստորի աշխատանքային ռեժի­մից: Եթե պա­հանջ­վում են փոքր ոչ գծային աղավաղում­ներ, ընտր­­­վում է A ռե­ժիմ: Մեծ օգտա­կար գործողության գործակից ապա­հով­­վում է B և AB ռե­ժիմ­­նե­րում: Վերջին երկու ռեժիմներում ոչ գծային աղա­­­վա­ղումները փոք­րաց­նելու նպատակով օգտա­գործ­վում են երկ­տակտ հզորու­թյան ուժեղարարներ:

Երկ­տակտ հզորու­թյան ուժեղարարները բաղկացած են երկու միա­տակտ ուժեղարարներից, որոնք աշխատում են մեկ ընդ­հանուր բեռով, և կառավարվում են միևնույն մուտքային լար­ման աղբյուրի երկու հակափուլ տատանումներով: Միատակտ ուժե­ղարարները կոչվում են թևեր: Բեռի վրա լարումը ձևա­վոր­­վում է երկու թևերով անցնող հոսանք­ների տարբերությամբ:

Հզորության ուժեղարարում տրանզիստորի միացման սխե­­ման կազմվում է ըստ ուժեղարարին ներկայացված պա­հանջ­նե­րի: Ընդ­հա­նուր կոլեկտորով միացումը հիմնականում օգտա­գործվում է առանց  տրանսֆորմատորի կիրառման ել­քա­յին կաս­կադ­ներում: Ընդ­հա­նուր բա­­զայով սխեմայում տրանզիս­տորն ունի կոլեկտորային լար­ման և հոսանքի թույլատրելի առա­վելա­գույն արժեքը, որի պատճառով ընդ­հանուր բազայով միա­ցումն ապահո­վում է բեռի վրա ամենամեծ հզո­րության անջա­տում: Բացի դրա­­նից, այն ավելի կայուն է շրջապատի ջեր­մաս­տի­ճանի փոփո­խու­թյան նկատմամբ: Ընդհանուր էմիտերով միա­­­­ցումն ապահո­վում է հզորության մեծ ուժեղացման գործակից, սակայն մեծ են ոչ  գծային աղավաղումները և էներգիայի ծախսը ռեժիմի ջերմակա­յունաց­ման շղթաներում:

Հզորության ուժեղարարներում կիրառվում են անմիջա­կան և տրանս­­ֆորմատորային կապերը: Տրանսֆորմատորային կա­պով ուժե­ղա­րար­ներում հեշտությամբ իրականացվում է ուժե­ղա­­րարի ելքային և բեռի դիմադրությունների համաձայնեցում: Դա ապա­հո­­վում է ուժեղա­րա­­րից բեռին առավելագույն հզորու­թյան փո­խան­ցում: Սակայն տրանս­ֆորմատորի օգտագործումը հան­գեցնում է ուժեղարարի չափսերի մեծացման և ոչ գծային ու հա­ճախա­կա­ն աղավաղումների առա­ջաց­ման:

Անմիջական կապով հզորության ուժեղարար­նե­րում բեռի հետ կա­պը իրականացվում է անմիջականորեն, առանց տրանս­ֆորմատորի և կոնդենսատորների: Վերջիններիս բա­ցա­կա­յու­թյունն ապահովում է փոքր չափսեր ու աղավա­ղում­ներ և հնա­րա­վորություն է տալիս դրանք պատ­րաստել ինտեգրալ  միկրո­սխե­­­­մա­­յի տեսքով:Գործնական սխեմա­նե­րում մեծ կիրառություն են գտել երկ­­­տակտ հզորության ուժեղա­րար­ները, ուրեմն կսահ­մա­նափակվենք դրանց դիտարկումով: 

>>

 

3.9.1. Անմիջական կապով հզորության երկտակտ ուժեղարարներ

Անմիջական կապով հզորության երկտակտ ուժեղարա­րի պար­­­զա­գույն սխեման բերված է նկ. 3.46,ա-ում: Այն բաղկացած է երկու տար­բեր հաղորդականության VT1, VT2 տրանզիստորնե­րից, որոնք աշխա­տում են ընդհանուր Rբ բեռով էմիտերային կրկնիչ­­նե­րի ռեժիմում:

Տրան­­զիս­տոր­ների բազաներին հաստա­տուն լարում չի կիրառված, և դրանք աշ­խատում են B դասում:

Մուտքային Uմ լարման բացակայու­թյան դեպքում VT1, VT2 տրան­­զիստորները փակ են: Դրանցով անցնում են հակառակ ուղ­ղու­­­թյան փոքր հոսանքները, որոնք իրար փոխհատու­ցում են: Բե­ռով հոսանքը և բեռի վրա լարումը բացակայում են: Մուտ­քային լարման կիրառման դեպ­քում դրական կիսապարբերությունից VT1 տրանզիստորը բաց­վում է, VT2-ը մնում է փակ: Բեռով անցնում է I1-I2 ≈ I1 հոսանքը, և ելքում ստացվում է Uե ≈ I1Rբ լա­րումը: Բա­ցա­սական կիսապարբե­րու­թյան դեպքում բացվում է VT2-ը, VT1-ը մնում է փակ: Այժմ բեռով անցնում է I2 - I1 ≈ I2 հոսանքը, և ելքում ստացվում է Uե ≈ I2Rբ լարումը: Քանի որ բեռով I1 և I2 հոսանք­նե­րի ուղ­ղու­թյունները հակառակ են, ելքում ստացվում է փոփոխա­կան լարում:

Նկ.3.47-ում բերված են VT1,VT2 տրանզիստորների մուտ­քա­­յին և VT1-ի ելքային բնութագծերը: VT1, VT2 տրանզիստոր­նե­­րի հան­գս­տի ռեժի­մի ընտրումը կատարվում է գրաֆա-անալի­տիկ եղա­­նա­կով: VT1-ի ել­քային բնութագծի վրա կա­ռուց­ված է բեռնա­վորման BC գիծը: Այն կառուցվում է բնութա­գծի երկու (B և C) կետերով, հա­մաձայն Iկ1 =   =(Eկ1 -Uկէ1 )/Rկ հա­վասար­ման: Uկէ1 = 0 դեպ­քում, Iկ1=Eկ1/Rկ  (C կետ) և Iկ1 = 0 դեպ­քում` Eկ1 = Uկէ1 (B կետ): BC գծի հատման կետը տրանզիս­տո­րի ելքային բնութա­գծե­րի հետ Iբ1,1 բազային հո­սան­քի դեպքում բնորոշում է տրան­զիս­տորի B1 կետը փակ վիճակում և Iբ1,6-ի դեպ­քում` C1 կետը հա­գեց­ված վիճակում :

Տրանզիստորի հագեցված և փակ վիճակնե­րում Uկէ1h և Iկ01 մե­ծու­թյունները շատ փոքր են և հետագա ուսումնասիրու­թյուննե­րի դեպքում անտես­վում են: VT2-ի ելքային բնութագծերի վրա  բեռ­նա­վոր­ման գծի կառու­ցումը կատարվում է նույն սկզբուն­քով: Iկ2 հո­սան­քը և Uկէ2 լա­րու­մը կտարբերվեն Iկ1 և Uկէ1 – ից միայն բևեռա­կա­­նու­թյամբ:

Որոշենք ուժեղարարի օ.գ.գ.-ն ակտիվ բեռի և մուտքային սի­նու­սոի­­դային լարման դեպքում:

Բեռի վրա անջատված հզորությունը`

որտեղ Iբm- ը` բեռով անցնող հոսանքի ամպլիտուդն է, Uբm- ը` բե­ռի վրա լարման ամպլիտուդը, |Eկ1| = Eկ2=Eկ–ն` սնման լարումն է,  ξ=Uբm / Eկ –ն` սնման լարման օգտագործման գործակիցն է:

Սնման աղբյուրից տրանզիստորների  ծախսած բաբա­խող հո­սանքի միջին ար­ժեքը 0-ից 2π միջակայքում կլինի`

Սնման աղբյուրից ծախսված հզորությունը կլինի`   

            

Ուժեղարարի օ.գ.գ.- ն`

Առավելագույն օ.գ.գ-ն ստացվում է ξ=1 արժեքի դեպքում ηmax =0.785: Տրանզիստորների մնացորդային լա­րում­­ների  պատճառով ξmax < 1, հետևաբար  ηmax  < 0.785 :

Բեռի վրա առավելագույն հզորությունը կլինի`        

Բեռի վրա հզորությունը, արտահայտված առավելագույն հզո­րու­թյամբ,  հավասար է`              

Սնման աղբյուրից ծախսված հզորությունը կլինի`

 

Տրանզիստորների կոլեկտորների վրա անջատված հզո­րու­թյունը `        

Ստացված արդյունքները ցույց են տալիս, որ ելքային լար­­ման Uբm ամպլիտուդի մեծացումով, մեծանում է ξ – ն, հե­տևա­­բար  և  կաս­կադի` օ.գ.գ.-ն: Սակայն մեծանում է նաև տրան­­զի­տոր­­ների կոլեկտոր­ների վրա անջատված Pկ մեծությունը, որը բերում է ելքային Pբ = P0 - Pկ հզո­րության փոքրացման, ինչն իր հերթին փոքրացնում է օ.գ.գ.-ն: Դրանից եզրակացնում ենք, որ ξ-ն միշտ փոքր է 1-ից, հետաբար օ.գ.գ.-ն էլ փոքր կլինի առավե­լագույն 0,785 արժեքից:

Դիտարկված B դասում աշխատող հզորության ուժեղա­րա­րը, մեծ ոչ գծային աղավաղումների պատճառով, լայն կիրա­ռություն չի գտել: AB դասում աշխատող հզորության երկտակտ ուժեղա­րար­ները համե­մատաբար փոքր ոչ գծային աղավա­ղում­­ներ են առաջացնում, այդ պատճառով մեծ կիրառություն ունեն:

Նկ.3.46,բ-ում պատկերված է AB դասում աշխատող  հզորու­թ­յան երկտակտ ուժեղա­րա­րի սխեման, որտեղ տրանզիստոր­նե­րի հան­գստի ռեժիմը ապահովվում է R1, R2, VD1, VD2 տարրե­րով կազմ­ված լար­ման բաժանիչի միջոցով:

Մուտքային լարման բացակայության դեպքում R1,R2,VD1,VD2 տար­­­­րերով հոսող հոսանքները դիոդ­նե­րի վրա ստեղծում են լարման անկումներ, որոնք կիրառվում են VT1, VT2 տրանզիս­տոր­­ների բազա-էմիտեր շղթաներին: Յուրաքանչյուր տրանզիս­տո­րի բազա-էմիտեր շղթային կիրառված է մեկ դիոդի վրայի լար­ման անկումը, և տրան­զիստորները բաց են AB դասին համա­պա­տաս­խան չափով: Տրան­զիստորներով և բեռով անցնում են իրար հա­վասար և հակառակ ուղ­ղու­թյան հոսանքներ: Գումարային հո­սանքը բեռով չի անցնում, և ելքում լարումը հավասար է զրոյի: Տրանզիստորների հանգստի կետերը գտնվում են մուտ­քա­յին բնու­­թագծերի գծային մասի սկզբնակետում, այդ պատ­ճառով մուտ­­­քային լարումը կիրառելիս տրանզիստորներն աշ­խա­տում են բնութա­գծերի գծային մասում, և ոչ գծային աղավա­ղումները փոք­րանում են:          

Դիոդները միաժամանակ իրականացնում են տրանզիս­տոր­­նե­րի հանգստի ռեժիմների ջերմային կայունացում: Դրանց վրա լա­րում­ների ջերմային փոփոխությունները փոխհատուցում են տրան­­զիստորների էմի­տերային անցումների լարումների ջեր­մա­յին փոփոխություն­ները:

Դիտարկված սխեմաներում օգտագործվում են երկու սնման լար­ման աղբյուրներ, ինչը որոշ խնդիրներում հնարավոր չէ ապա­­­­հովել:

Մեկ սնման լարումով AB ռեժիմում աշխատող հզորության երկ­տակտ ուժեղարարի սխեման բերված է նկ.3.48 –ում, որ­տեղ Rբ բեռը միացված է  կասկադի ելքին C2 բաժանիչ կոն­դեսա­տորով: VT2, VT3 ել­քային տրանզիս­տորների կա­ռավար­ման նպատա­կով միացված է VT1 տրանզիս­տո­րով ընդ­հա­նուր էմիտե­րով կաս­կա­դը: Կասկադում VT1-ի հանգստի ռեժիմն ապահովող R1, R2 ռեզիս­տոր­­­­ներով կազմված լար­ման բաժանիչը միացված է ելքային շղ­թային: Լարման բաժանիչով ձևավորվում է ըստ հոսանքի ընդ­հա­նուր, զուգահեռ բացասական հե­տադարձ կապ, որը կայունաց­նում է կասկադի հանգստի ռեժիմը և փոք­րաց­­նում` ելքա­յին դի­մադ­­րությունը:  VT1-ի համար կոլեկտո­րային բեռ ծա­ռա­յում է R4 ռեզիստորը: VT2, VT3 տրանզիստոր­ների աշ­խա­տան­քային AB ռեժիմը ապահովվուն է R3 –ի վրա լարման ան­կու­մով: VT1 տրան­զիստորը աշխատում է A ռեժի­մում և ելքային առա­­վե­լագույն լա­րում ստանալու համար անհրաժեշտ է մեծաց­նել VT1-ի  կոլեկ­տորի սնման լարումը: Այդ նպատակով սխեմա­յում միաց­ված է R5, C1 շղթան:   

Մուտքային լարման բացասական կիսապարբերություն­ների ըն­թաց­քում VT2,VT3 տրանզիստորների բազաներին կիրառ­վում է դրա­կան լարում: VT3-ը բացվում է, VT2-ը` փակվում: C2 կոն­դեն­­սա­­տորով բե­ռին է հաղորդվում  VT3-ի մուտքային դրական լարումը: Միաժամա­նակ  C2 - ը լիցքավորվում է E1- ից VT3 - ով և Rբ-ով: C2-ի վրա լարու­մը հա­վասարվում է E1/2–ի: Մուտքային լար­ման դրա­կան կիսա­պարբե­րու­թյունների դեպքում VT2, VT3 տրան­զիս­­տոր­ների բազա­ներին կիրառ­վում է բացասական լարում: VT3-ը փակ­վում է, VT2-ը` բացվում: Այժմ C2-ի վրայի լարումը ծառայում է սնման կոլեկտորային լարում VT2-ի համար, և բազայի բացա­սա­­կան լարումը փոխանցվում է բեռին:  

Այսպիսով մուտքային փոփոխական լարման դեպքում բեռով անց­նում է փոփոխական հոսանք, և ելքում առաջանում է փոփոխա­կան լա­րում: Սխեմայում R5, C1 շղթայի աշխատանքը հետևյա­լն է: VT2 տրան­զիստորի բաց և VT3–ի փակ վիճակում C1 կոն­դեն­սատորը լից­քավոր­վում է R5-ով սնման լարումից: Իսկ VT2-ի փակ և VT3 –ի բաց վիճակում C1- ի լարումը մեծացնում է R4 –ով ու VT3-ով բազային հո­սան­քի մեծությունը: Դրանով փոք­րանում է VT1-ի հանգստի ռեժիմում կոլեկտորային հոսանքի մե­ծու­թյունը: Այդ հոսանքի փոքրացման նպա­տա­կով որոշ սխե­մա­ներում VT2, VT3 տրանզիստորները փոխարինվում են բաղա­դրյալ տրանզիս­տոր­ներով:

 Նույն սկզբունքով կառուցվում են դաշտային տրան­զիստոր­նե­րով երկտակտ հզորության ուժեղարարները (նկ…3.48): Դաշ­տա­յին տրան­զիս­տորներն առաջացնում են ավելի փոքր ոչ գծա­յին աղավաղումներ և ավելի կայուն են ջերմաստիճանային փոփոխու­թյունների նկատմամբ:

>>

 

3.9.2. Տրանսֆորմատորային  կապով հզորության երկտակտ ուժեղարարներ

Երկտակտ տրան­ս­­ֆորմատորային, B դասում աշխատող և տրան­­­­­զիս­տորի ընդհանուր բազայով միացումով հզորության ուժե­­­­­­­ղա­րարի սխե­ման բեր­ված է նկ.3.49 -ում: Ուժեղարարի կապը մուտքային ազդա­նշանի Eգ լարման աղբյուրի և Rբ բեռի միջև իրա­կանաց­վում է դուրս բեր­ված զրոյա­կան կետով Տր1,Տր2 տրան­­սֆորմատորների միջոցով:

Մուտքային ազդանշանի բացակայության դեպքում VT1,VT2 տրա­ն­­զիստորների բազա - էմիտեր շղթաներում լարումները զրո են: Փակ  տրա­ն­­զիստորներով  անցնում  են  հակառակ ուղղու­թյան հա­­­գեց­ման Iկ01=Iկ02 հոսանքները, որոնք Տր.2-ի առաջնա­յին փաթույթի երկու կեսե­րում ունեն հակառակ ուղղու­թյուններ: Տր.2-ի առաջնային փաթույթով գումարային հոսանքը հա­վասար է զրո­յի, և բեռի վրա լարումը  բա­ցա­կայում է: Երբ  ուժեղա­րարի մուտ­­­քին տրվում է Eգ լարումը, լարման մեկ կիսապար­բերության ըն­թաց­քում Տր.1 -ի երկրորդային փաթույթի երկու կե­սե­րում ին­դուկ­տվում են միջին կետի նկատմամբ իրար հավասար և փուլով  հա­կա­ռակ լարումներ, որոնք կիրառվում են տրան­զիս­տորների բա­զա-էմի­տեր շղթաներին: Տրանզիստորներից մեկի բա­զային կիրառ­վում է էմիտերի նկատմամբ դրական, իսկ մյու­սին`բա­ցա­սա­կան պոտեն­ցիալ: Առաջին տրանզիստորը բացվում է, երկ­րոր­դը մնում է փակ վիճա­կում: Տր2-ի առաջնային փաթու­թի մի կեսով, որը միաց­ված է բաց տրանզիստորի կոլեկտորի շղթա­յին, հոսանք է անցնում, որը երկրոր­դային փա­թույ­թում էլշու է ինդուկտում: Մուտ­քային ազդանշանի երկ­րորդ կի­սա­պար­բերության ըն­թաց­քում Տր1-ի երկ­­րոր­դային փաթույթում փոխ­վում են միջին կետի նկատ­մամբ լարում­ների բևեռականու­թյուն­ները: Դա բերում է երկրորդ տրանզիստորի բաց­մանը և առա­ջինի փա­կ­մանը:

Այժմ երկրորդ տրանզիստորի կոլեկ­տո­րա­յին հո­սան­քն անցնում է   Տր2-ի առաջ­նային փաթույթի երկրորդ կե­սով: Այն ուղ­ղ­ված է առա­ջին կի­սա­պարբերության  ընթացքում հոսող հո­սան­քին հա­կա­ռակ: Քանի որ մուտքային ազդանշանի բևեռա­կա­նու­թյան փոփոխու­մից փոխ­վում է Տր.2 -ի առաջնային փա­թույթում հոսան­քի ուղ­ղու­թ­յու­նը, կփոխվի նաև երկրորդային փաթույթում ինդուկ­տված էլշու-ի բևե­ռականությունը: Ասվա­ծից կարող ենք եզրակաց­նել, որ ուժե­ղա­րա­րի մուտքում սինուսոի­դային լարման  դեպքում  ել­քում  ստա­նում ենք սինուսոիդային լարում: B դասում աշխատող երկտակտ հզորու­թյան ուժեղարա­րում տրանզիստորների հան­գս­­տի ռեժիմի ընտրումը կատարվում է առանց տրանս­ֆոր­մա­տորի ուժեղարա­րում կիրառված եղանա­կով (նկ.3.47):

AB դասում աշխատող երկտակտ հզորության ուժեղարարի սխե­ման բերված է նկ.3.50-ում: Այն տարբերվում է B դասում աշ­խա­տող սխե­մայից նրանով, որ AB դասը ընտրելու նպատակով նախորդ սխե­մա­յում ավելացված է R1, R2 ռեզիստորներից բաղկա­ցած լարման բա­ժա­նիչը: R1-ի վրայի լարումով ապահովվում է տրանզիստորների աշ­խատան­քային AB դասը: Այս ռեժիմում մուտ­­քային լարման բացա­կայու­թյան դեպքում երկու տրանզիս­տոր­ներն  էլ  նույն չափով  բաց  են R1-ի վրայի լարումով:

Տրան­զիս­տորներով և և Տր2-ի առաջնային փա­թույթի երկու կեսե­րով հո­սում են ամպլիտուդով հավասար, փուլով հա­կառակ հոսանք­ներ, որոնք իրար փոխհատուցում են: Տր2-ի երկրոր­դային փա­թույթում հոսանքը  և  լարումը բացակա­յում  են: Մուտքային լար­ման կի­­­րառ­ման դեպքում տրանզիս­տոր­նե­րից մեկը, որի էմիտե­րին կի­րառ­վում է Տր1-ի երկրորդային փաթույթի միջին կետի նկատ­­մամբ  բա­ցասկան պոտենցիալ ավելի է բացվում, իսկ մյուսը` փակ­վում է: Տր2-ի առաջ­նային փաթույթով հոսում է երկու տրան­զիստորների հոսանք­նե­րի տարբերությունը` ուղղված բաց տրան­զիստորի հոսանքի ուղղու­թյամբ: Մուտքային լարման հա­ջորդ կիսապարբերության ընթացքում երկրորդ տրանզիս­տո­րի էմի­տերին է կիրառվում  բացասական պոտեն­ցիալ: Երկ­րորդ տրանզիստորը բացվում է, առաջին տրանզիստորը` փակվում: Տր2-ի առաջնային փաթույթի հոսանքի ուղղությունը փոխ­վում է, հետևաբար փոխվում են երկրորդային փաթույթի հո­սանքի և լար­ման ուղղությունները: Ուժեղարարի ելքում ձևա­վորվում է սինու­սոի­դային լարում:

>>

 

3.10. Փուլազգայուն ուժեղարարներ

Արտադրական պրոցեսների ավտոմատ կառավարման հա­մա­կար­գերում մեծ կիրառություն են գտել հզորության ուժեղա­րարները,  որոնք աշխատում են էլեկտրական շարժիչնե­րի, էլեկ­տ­րա­մագնի­սական ուժե­ղա­րարների, ռելեների և շատ այլ սար­քե­րի կա­ռա­վար­ման շղթաներում: Այդ սարքերում ուժեղաց­վող ազ­դա­նշանի աղա­վաղումներն էական դեր չեն խաղում և տրան­զիստորների կոլեկ­տո­րային և ըմպիչային շղթա­ների սնումը իրականացվում է փոփո­խական լարման աղբյուրից: Դա բե­րում է սնման աղբյուրի սխե­մա­յի պարզեցմանը, քանի որ բացա­կայում են լարման ուղղ­ման և կա­յունացման շղթաները: Բացի դրանից, ուժեղարարն օժտ­վում է նաև փուլազգայուն հատկությամբ: Վերջին հատկա­նիշով էլ պայմա­նա­վորված է ուժեղարարի անվա­նումը: Փուլա­զգայուն ուժեղարարները բաժանվում են երկու խմբի` միատակտ և երկտակտ:

Միատակտ փուլազգայուն ուժեղարարներ: Դիտարկենք A դա­սում աշխատող հաստատուն ելքային լա­րումով  միատակտ փու­լա­զգա­­յուն ուժեղարարի սխեման, որը բերված է նկ.3.51-ում: VT1, VT2  տրան­զիստոր­նե­րը միացված են  ընդհանուր էմիտե­րով կաս­­­կադների սխեմայով: Կասկադների մուտքային Uմ1, սըն­ման Uմ2 լա­րում­ները միացված են Տր1, Տր2, տրանս­ֆորմա­տոր­­­­ների մի­ջո­ցով: Տրան­զիս­տոր­նե­­­րի A աշխատանքային դասի ըն­տր­­­ման  շեղ­ման լարում­նե­րը տրվում են R1,R2 լար­ման բաժանի­չի մի­ջո­ցով Տր2-ի երկ­րոր­­դային փա­թու­յթից: Քանի որ տրան­զիս­տոր­­ների բազաների և կոլեկ­տո­րների  շղթաների սնումն իրա­կա­­նացվում է Uմ2 փոփո­խա­կան լարու­մով, կոլեկտո­րային շղթանե­րում միաց­ված են VD1, VD2 դիոդները, որոնք ապահովում  են կո­­լեկ­­­­տորների վրա էմի­տեր­ների նկատ­մամբ բացա­սական պո­տեն­­ցիալ:

C1,C2 կոնդեն­սա­­տորները զտիչ­­­ներ են: Մուտ­քային Uմ1 լարման բացա­կայու­թյան և Uմ2-ի մեկ կի­սա­­պարբերության ըն­թաց­քում, երբ տրանզիս­տորների բազանե­րի և կոլեկտորների լարումները էմիտերների նկատ­մամբ բացա­սա­կան են, VT1 և VT2 տրանզիստորները բաց են: Տրան­զիս­տոր­նե­­րով և Rկ1, Rկ2 ռեզիս­տորներով հոսում են հավասար և փու­լով հա­­կա­ռակ iկ1 և iկ2 հո­­սանքները, որոնք Rկ1, Rկ2 ռեզիստոր­ների վրա ստեղ­ծում են հա­կափուլ լարումներ:

Սխեմայի համա­չա­փու­թյան դեպքում Rկ1=Rկ2, և այդ լարումները փո­խ­հատու­ցում են իրար: Ելքային Uե լարումը հավասար է զրոյի: Uմ1-ի կիրառ­ման դեպ­քում տրանզիստորների բազա-էմի­տեր շղթա­ներին Տր1-ի երկրոր­դա­յին փաթույթի միջո­ցով կի­րառվում են փուլով հա­կառակ ամպլի­տուդով հավասար լարումներ: Այն տրանզիստորը, որի բազային լարումը փուլով համընկնում է կո­լեկտո­րային լար­ման հետ, ավե­լի է բացվում, իսկ մյուս տրան­զիս­տորը` փակ­վում է: Բացվող տրանզիս­տո­րով հոսանքն աճում է, իսկ փակվող տրան­զիստո­րո­վը` նվազում: Rկ1, Rկ2 ռեզիստոր­ների վրա լա­րում­­ները փոփոխ­վում են հակա­ռակ ուղղու­թյուն­­նե­րով, և ելքում  առա­­ջանում է լարում, որի բևեռա­կա­նությունը հա­­մըն­կ­նում է բաց­վող տրան­զիս­­տորի բեռի լարման բևեռակա­նութ­յան հետ: Եթե մուտքային լարման փուլը փոխվում է 1800–ով, փո­խվում են նաև տրանզիս­տոր­ների բա­զային լա­րում­ների փուլերը, և այդ դեպքում երկ­րորդ տրանզիստորը բաց­վում է, իսկ առաջին տրանզիստորը փակվում: Երկ­րորդ տրանզիստորով հոսանքն ավելանում է, առա­ջինով` նվազում: Դա հան­գե­­ց­­նում է ելքային լար­ման փուլի 1800 փոփոխման:

Այսպիսով կասկադի մուտքային լարման փուլի փոփոխու­թյունը ում է ելքային լարման փուլի նույնպիսի փոփոխման:

Այս սխեման կոչվում է միատակտ, քանի որ օգտագործ­վում է կո­լեկ­տորային սնման լարման միայն մեկ կիսապարբե­րու­թյունը:

Միատակտ փուլազգայուն կասկադը կարող է ելքում ունե­­­նալ նաև փոփոխական լարում (նկ.3.52): Այդ  կասկադի  սխե­ման  տար­բերվում է  նկ.3.51-ում բերված սխեմայից միայն նրա­նով, որ Rկ1, Rկ2 ռեզիստոր­նե­րը փոխարինված են ելքային տրանսֆորմատորների առաջնային փա­թույթներով: Ելքային տրանս­­ֆոր­մա­տոր­ների առաջնային  փաթույթնե­րը C1,C2 կոն­դենսա­տոր­­ների հետ կազմում են ընտրողական շղթա­ներ, որոնց միջո­ցով անջատվում են անհրաժեշտ ամպլիտուդով և  փուլով  սինուսոի­դային լարումներ: Փուլազգայուն միատակտ ուժե­ղարարնե­րում տրանզիստորներն աշխատում են A դասում, հետևաբար ուժե­ղա­­րարի օ.գ.գ.-ն փոքր է:  Մեծ օ.գ.գ. ապա­հո­վում են երկ­տակտ ուժեղարարները:

Երկտակտ փուլազգայուն ուժեղարարներ:         Երկտակտ փուլա­զ­գայուն ուժեղարարի սխեման բերված է նկ.3.53-ում: Սխեմայում տրան­զիստորներն աշխատում են B դա­սում: Տր2-ի երկրորդային փաթույ­թ­նե­­­րը միացված են  այն­պես, որ մուտ­քա­յին Uմ2 լարման յուրաքան­չյուր կի­սա­պարբերության  ընթացքում  տրանզիս­տոր­նե­­րից  մեկի  կոլեկտորին էմի­տերի նկատմամբ կիրառ­վում է բա­ցա­սական պոտենցիալ (Uմ21,Uմ22):   Երբ Uմ1 և Uմ2 լարումները հա­­մա­փուլ են, բացվում է այն տրանզիս­տո­րը, որի բազայի և կոլեկտորի պոտե­ն­ցիալները էմիտերի նկատմամբ բացասական են(նկ.3.53,ա): Այդ ժամանակ երկրորդ տրան­զիս­տորի բա­զայի և կոլեկտորի պոտենցիալներն էմիտերի նկատ­մամբ դրա­կան են, և այն փակ է: Բաց տրանզիս­տո­րով և Տր2-ի երկրոր­­դա­յին փաթույ­թի մի կեսով անցնող հոսան­քը Rբ բեռի վրա առա­­ջա­­­ց­նում է բա­բախող ել­քա­յին լարում: Մուտքային լար­ման հաջորդ կիսա­պար­­բերու­թյան ըն­թաց­­քում երկու տրանզիստոր­ների բազանե­րի պոտեն­ցիալ­նե­րը դրա­կան են էմիտերների նկատմամբ, և դրանք փակ են: Բեռի վրայի լա­րումը պայ­մա­նա­վոր­ված է փակ տրան­զիստոր­ների հակա­ռակ հոսանք­նե­րով, և այն փոքրության պատճա­ռով անտեսվում է: Uմ1-ը Uմ2-ի նկատ­մամբ 1800-ով շեղման դեպ­քում (նկ.3.53բ),  բացասկան պոտեն­ցիալ էմ­իտերի նկատ­մամբ ունեն երկ­րորդ տրան­զիզտորի կոլեկտորը և բազան: Բաց­վում  է երկ­րորդ տրան­զիստորը, փակ­վում է առաջին տրան­զիստո­րը: Այժմ բեռով հո­սում է երկրորդ տրանզիստորի կոլեկտորային հոսան­քը: Բեռի վրա բաբախող լարումը նույնպես շեղվում է 1800-ով: Բեռի վրա ան­ջատ­­ված բաբախող լարումներից սինուսոիդային լարում ստա­նա­լու նպա­տակով ելքում միացվում է ռեզոնան­սա­յին զտիչ:

Փուլազգայուն երկտակտ ուժեղարարի ելքում հաստա­տուն լա­րում ստանալու համար օգտագործվում է  նկ.3.54-ում բեր­ված սխեման:

Այն նախորդ սխեմայից տարբերվում է նրա­նով, որ բեռը բաժանված  է  երկու մասի (Rբ1, Rբ2) որոնք միաց­ված են Տր2 -ի երկրորդային փա­թույթի երկու կեսերի միջև: Ուժեղարարի ել­քա­­­յին լարումը ձևավորվում է  նույն սկզբունքով, ինչ որ նկ.3.51-ում բերված սխեմայում:

>>

                                             

Ստուգողական հարցեր

1. Ի՞նչպես են դասակարգվում ուժեղացման ռեժիմները:

2. Բացատրել ուժեղարարի ստատիկ աշխատանքային ռեժիմը:

3. Բացատրել ուժեղարարի աշխատանքը  ուժեղացման A, AB և B դասերում:

4. Հանգստի ռեժիմի ապահովման ի՞նչպիսի սխեմաներ գիտեք:

5. Գծել հանգստի ռեժիմի ապահովման սևեռված հոսանքով և  լա­րու­մով սխեմաները:

6.Գծել ընդհանուր էմիտերով կասկադի փոխարինման սխե­ման:

7.Գծել ընդհանուր էմիտերով կասկադի փոխարինման սխե­ման միջին հաճախությունների տիրույթում:

 8.Գծել ընդհանուր էմիտերով կասկադի փոխարինման սխե­ման ցածր հաճախությունների տիրույթում:

 9.Գծել ընդհանուր էմիտերով կասկադի փոխարինման սխե­ման բարձր հաճախությունների տիրույթում:

10. Կազմել ընդհանուր կոլեկտորով կասկադի փոխարին­ման սխե­ման միջին հաճախությունների տիրույթում

11.Կազմել ընդհանուր ակունքով կասկադի փոխարին­ման սխե­ման միջին հաճախությունների տիրույթում:

12.Կազմել ընդհանուր ըմպիչով կասկադի փոխարին­ման սխե­ման միջին հաճախությունների տիրույթում:

13. Թվարկել հզորության ուժեղարարների առանձնահատ­կու­թյուն­­ները:

14. Բացատրել անմիջական կապով երկտակտ հզորության ուժե­ղա­րարի աշխատանքի ակզբունքը:

15. Բացատրեք տրանսֆորմատորային կապով հզորության երկ­տակտ ուժեղարարի  աշխատանքի սկզբունքը AB դասում:

16. Գծել միատակտ փուլազգայուն ուժեղարարի սխեման, բա­ցա­տրել աշխատանքի սկզբունքը:

20. Գծել երկտակտ փուլազգայուն ուժեղարարի սխեման, բացա­տ­րել աշխատանքի սկզբունքը:

>>

 

3.11.Հաստատուն հոսանքի ուժեղարարներ

Հաստատուն հոսանքի ուժեղարարներն օգտագործվում  են դան­դաղ փոփոխվող ազդանշանների ուժեղացման համար, այդ պատճա­ռով դրանց ամպլիտուդա -հաճախական բնու­թա­գիծն ունի նկ.3.55-ում բերված տեսքը:

Հաստատուն հոսանքի ուժեղարարներն անմիջական կա­պով ուժե­ղա­րարներ են: Դրանցում բացակայում են կապի կոն­դեն­սա­տորներն ու տրանսֆորմատորները: Անմիջական կապն այս ուժե­­­ղա­րարներում ստեղ­­­­­­ծում է որոշակի առանձնահատկություն­ներ: Առաջին առանձնա­հատկությունն այն է, որ անհրաժեշտ է կա­տա­րել պոտենցիալների համաձայնեցում մուտքային ազ­դան­շանն ուժե­ղարարի մուտքին, նախորդ կասկադի ելքը հա­ջորդ կաս­­­կա­դի մուտքին և ուժեղարարի ելքը բեռին միացման կե­տե­րում: Փոփոխական հոսանքի ուժեղարարում նման հարց չի առաջանում, քանի որ նշված կետերի միջև միացված են կոն­դեն­սատորներ կամ տրանֆսորմատորներ, որոնք այդ կետերը բա­ժա­­նում են իրարից ըստ հոսանքի հաստատուն բաղադրիչի: Հաստա­տուն հոսանքի ուժեղարարում այդ կետերի միջև կապը անմի­ջա­կան է, ուստի դրանց միացման համար պետք է կատարել պոտենցիալների հա­մա­ձայնեցում: Հակառակ պարագայում խախտ­վում է տրանզիստորների հանգստի կետի հաշվարկային դիրքը, ինչը բերում է ազ­դանշանի աղա­վաղման: Երկրորդ առանձնահատ­կու­թյունն այն է, որ մուտքային զրոյա­կան կամ հաստատուն լարման դեպքում ելքա­յին ազդանշանը զրո կամ հաս­տատուն չէ: Ուժեղարարի ելքային լարման փոփոխու­թյուն­ները, որոնք  պայմանա­վոր­­ված չեն մուտքային ազդանշանի փո­փոխ­մամբ, կոչվում են ուժե­­­ղա­րարի զրոյի դրեյֆ: Զրոյի դրեյֆի առա­ջացման պատճառ­ները բազմազան են: Ուժեղարարի սնման լարման, շրջապատի ջեր­մաստիճանի և այլ արտաքին գործոն­ների ժամանա­կային փոփո­­խու­թյունների պատ­­ճա­ռով փոփոխ­վում են տրան­զիստոր­ների մուտքային ազ­դա­­նշա­նը և պարա­մետ­րերը, ինչը հանգեցնում է ելքա­յին ազդանշանի փո­փո­խու­թյան, հետևա­բար և զրոյի դրեյֆի առաջացման: Իրոք, սնման լարումն իրականում կատարելապես կայուն չէ: Ժամա­նակի ըն­թաց­­քում այն դանդաղ փոփոխվում է, որը հանգեցնում է տրան­զիս­­տորներով անցնող հոսանքների փոփո­խու­թյան, հետևա­բար զրոյի դրեյֆի առաջաց­ման, կամ շրջապա­տի ջերմաս­տի­ճանի  փո­փո­խու­թյու­նից փոփոխվում են տրանզիստոր­ների հա­գեց­ման հա­կա­ռակ ուղղու­թյան հոսանքը և էմի­տերային ու կոլեկտորային անցումների դիմադ­րու­թյունները, որը նույն­պես բերում է զրոյի դրեյ­ֆի առաջացման: Նշված փոփոխությունները սովորաբար կա­­տար­վում են շատ դանդաղ: Փոփո­խական  հո­սան­քի ուժե­ղարար­ներում դրանք ռեակտիվ տարրերով չեն անց­նում, և ելքում դրեյ­ֆը բացակայում է: Հաստատուն հոսանքի ուժե­ղարա­րում ուժե­ղաց­վող ազդանշանը և նշված փոփո­խու­թ­յունները դան­դաղ փո­փո­խու­թյուն­ներ են, և երկուսն էլ ուժեղանա­լով` անցնում են ելք:

Բացարձակ զրոյի դրեյֆը որոշվում է հաստատուն  մուտ­քա­յին լար­ման դեպքում որոշակի ժամանակահատվածում ելքա­յին լար­ման առա­վելագույն արժեքով: Կիրառվում է նաև ուժեղա­րարի մուտքին բեր­ված դրեյֆի հասկացությունը: Այն որոշվում է  բա­ցարձակ դրեյֆի և ուժե­­ղաց­ման գործակցի հարաբերությամբ: Մուտ­քին բերված դրեյֆը սահմանափակում է նվազագույն  մուտ­քային ուժեղացվող ազդանշանի մեծությունը և փաստորեն բնորո­շում է ուժեղարարի զգայունությունը:

>>

 

 

3.11.1.Պոտենցիալների համաձայնեցումը հաստատուն

հոսանքի ուժեղարարում                        

Պոտենցիալների համաձայնեցման խնդիրը դիտարկենք երեք կաս­­­կադանոց ուժեղարարի օրինակով, որը պատկերված է նկ.3.56-ում: Այստեղ պոտենցիալների համաձայնեցման համար անհրա­ժեշտ է, որ յուրաքանչյուր հաջորդ կասկադի տրանզիս­տո­րի էմի­տե­րի ռեզիստորի վրա հանգստի ռեժիմում լարման ան­կու­մը փոխհատուցի նախորդ կաս­կադի հանգստի ռեժիմում ելքային լարումը: Դա նշանակում է, որ  յու­րա­քանչյուր հաջորդ կասկադի համար պետք է ապահովել հետևյալ պայմանը`                       

Դա ապահովվում է, եթե            

Տրանզիստորների էմիտերների շղթաների ռեզիստորները ծա­ռա­յում են դրանց հանգստի ռեժիմի կայունացման համար: Այդ ռե­զիստոր­ների  միջոցով ստեղծվում է ըստ հոսանքի  հա­ջոր­դա­կան բացասական հետա­դարձ կապ, որը և իրականացնում  է այդ կայունացումը:

Սակայն բացասական հետադարձ կապը գործում է նաև ուժեղացվող ազդանշա­նի դեպքում, որը հանգեցնում է կասկադի համարի մեծացմանը զուգըն­թաց, ուժեղացման  գոր­ծակցի նվա­զե­ցման, հետևաբար  ուժեղարարի  լրիվ ուժե­ղացման գործակցի փոքրացման:

 

Այդ թերությունը մասամբ կարող է վե­րա­ց­վել էմի­տե­­րային շղթայի ռեզիստորները փոխարինելով ստա­բիլի­տրոն­ներով (նկ. 3.57): Այդ դեպքում յուրաքանչյուր հա­ջորդ տրան­զիս­տո­րի էմի­տերում միացված ստաբիլիտրոնի կայու­նացման լարումը պետք է գերա­զանցի նախորդի կայունացման լարումը: Դա բերում է վեր­ջին կաս­կադների ելքային լարումների փոքրացման, հետևա­բար, կաս­կադ­ների թվի սահմանափակ­ման: Այդ պատճառով ստա­բի­լի­տրոն­ների կի­րառումով ուժեղարարնե­րում կասկադների թիվը սահմանա­փակ­վում է 3 -ով:      Մուտ­­քային լար­ման աղբյուրի և ուժեղարարի VT1 տրան­զիս­­տո­րի բազայի լարումների  և  ելքային լարումը բեռի լարման հետ համաձայնեցման նպատակով կասկադի մուտքում և ելքում միաց­վում են R3, R4, R5, R6 ռեզիստորներով լարման բաժանիչ­ները: Ռեզիս­տորների դի­մա­դրու­թյուն­ները ընտրվում են այնպես, որ ապա­հովվեն     UR4 = UR2 և UR6 = URէ3:  Այդ դեպքում մուտ­­քային լար­­­ման աղբյուրով և բեռով հո­սանք­ները բացակայում են, հե­տևա­­բար, VT1- ի և VT3 - ի հան­գ­ստի ռե­ժիմ­­ները պահպանում են հաշ­վար­կային պարամետրերը:

Դիտարկված սխեմաներում մուտքային լար­ման  աղբյու­րը և Rբ բե­ռը հո­ղանց­ված  չեն: Մեծ մասամբ դրանք պետք է լինեն հո­­ղանցված: Այդ դեպքերում կիրառվում է    նկ.3.58-ում բերված սխե­ման: Այս սխե­մա­յում կասկադի սնումը կատարվում է երկու լար­­­ման աղբյուրներից (E1,E2):

R1,R2 ռեզիստորները ըն­տ­ր­­­վում են այնպես, որ մուտքային լար­­ման բացակայության դեպ­քում VT1 տրանզիստորի բազայի լարու­մը հողի նկատմամբ նույն­պես զրո է: Rէ2, Rէ3 ռեզիստորների ընտրումով, մուտ­­քային լար­ման բացա­կայության դեպքում, բեռի վրա ապահովվում է զրոյա­կան լա­րում: R3, R4 ռեզիստորներով լարման բաժանիչը իրականաց­նում է  VT1-ի ելքային լարման համաձայնեցում VT2-ի մուտ­քա­յին լար­ման հետ:     

>>

 

 

3.11.2. Զրոյի դրեյֆի փոքրացման եղանակները

Հաստատուն հոսանքի ուժեղարարներում զրոյի դրեյֆի  փոք­­­րաց­­ման համար կիրառվում են հետևյալ եղանակները`

1.Խորը բացասական հետադարձ կապի կիրառում: 

2.Ջերմաստիճանային դրեյֆի փոխհատուցում պարամետ­ր­ե­րի ջեր­­­­մաստիճանից ոչ գծային կապով տարրերի կիրառումով:

3.Դիֆերենցիալ կասկադների կիրառում:

4.Հաստատուն  լարումը  փոփոխական  լարման կերպա­փո­խ­­ման,  վերջինիս փոփոխական հոսանքի ուժեղարարով ուժե­ղաց­ման և ուժե­ղացված փոփոխական լարումը նորից հաստա­տուն լարման վերած­ման եղանակ: 

Խորը բացասական հետադարձ կապի կիրառման եղա­նակով դրեյ­ֆի փոքրացումը դիտարկվել է 3.6.1. բաժնում աղ­մուկ­ների վրա հետա­դարձ կապի ազդեցության քննարկման ժա­մանակ:

Ջերմաստիճանային դրեյֆի փոխհատուցումը պարամետ­րե­րի ջեր­­մաստիճանից ոչ գծային կապով տարրերի կիրառումով եղա­­նակը դի­տար­կվել  է 3.7 բաժնում (դիոդների և ջերմադիմադ­րությունների կիրա­ռում):

>>

 

 

3.11.3.Դիֆերենցիալ ուժեղարար կասկադներ

Հաստատուն հոսանքի ուժեղարարներում զրոյի դրեյֆի  փոք­րաց­ման արդյունավետ եղանակը դիֆերենցիալ կասկադ­ների կի­րա­­ռումն է:

Դիֆերենցիալ կասկադի սխեման բերված է նկ.3.59,ա-ում: Այն կա­­­ռուց­ված է հավասարակշռված կամրջակի սկզբունքով: Կամր­ջակի թևեր հան­­­­դի­­­սա­նում են Rկ1, Rկ2 դիմադրու­թյունները և VT1,VT2 տրան­զիստորների RVT1, RVT2 դիմադրու­թյունները (նկ.9.5բ): Կամրջա­կի մի անկյունագծում միացվում է Eկ սնման լարման աղ­­բյու­­րը, իսկ մյուսից` դուրս է բերվում ուժեղացված ելքային ազ­դա­նշանը: Մուտքային ազդա­նշանը կառավարում է VT1, VT2 տրան­­­­զիս­տորների RVT1, RVT2 դիմա­դ­­րությունների մեծությունները:

Տրանզիստորների հանգստի ռեժիմները ապահովվում են R1=R3 և R2=R4 ռեզիստորների միջոցով: 

Մուտքային լարման բացակայության դեպքում երկու տրան­­զիս­­տոր­­­ները նույն չափով բաց են, դրանցով անցնում են Iկ1 և Iկ2 հոսանք­նե­­րը, որոնք Rկ1, Rկ2 դիմադրությունների վրա ստեղծում են լարման ան­կում­­­ներ:Տրանզիստորների կոլեկտորներից վերց­ված ելքային լարումը`

Մուտքում զրոյական լարման դեպքում ելքում զրոյական լա­րում ապա­հովելու, ինչպես նաև զրոյի դրեյֆի նվազեցման նպա­­տակով ընտր­վում են Rկ1= Rկ2 և նույն մակնիշի  տրանզիս­տոր­­ներ, որոնք ունեն նույն բնու­թագծերն ու պարամետ­­րերը: Այդ պայ­ման­­ների դեպքում կասկադի սխեման լրիվ համաչափ է` RVT1=RVT2, հետևաբար, Iկ1 = Iկ2 և մուտքային լարման բացակա­յության դեպ­քում Uե = 0:

Երբ կասկադի մուտ­քին տրվում է լարում, տրանզիստոր­ների բա­զա­­ներին կիրառվում են իրար հավասար, բայց բևեռակա­նու­թյամբ հա­կա­ռակ պոտեն­ցիա­լ­ներ: Տրանզիստոր­ներց մեկը, որի բազայի պոտեն­ցիա­լն աճում է, ավելի է բացվում, դրանով կոլեկ­տո­րային հոսանքը մե­ծա­նում է ∆Iկ1-ով: Երկ­րորդ տրանզիստորը, որի բազայի պոտեն­ցիա­լը նվա­զում է հանգս­տի վիճակի նկատ­մամբ, փակվում է: Դրանով կոլեկտորային հոսան­քը փոք­րանում է ∆Iկ2-ով: Հաշվի առնելով սխե­մայի համաչափությունը կստա­նանք, որ

∆Iկ1  = |∆Iկ2| = ∆Iկ, և կասկադի ելքում լարումը կլինի`     

Մուտքային լարման բևեռականության փոփոխման դեպ­քում առա­ջին տրանզիստորը փակվում է, երկրորդը` բացվում, և ելքա­յին լարման համար կստանանք հետևյալ արտահայտութ­յունը`

որտեղից երևում է, որ մուտքային լարման բևեռականության  փո­­փո­խու­­մը  հանգեցնում է ելքային լարման բևեռականության փո­փոխմանը:

Այսպիսով, դիտարկված սխեման աշխատում է ուժեղարարի ռեժի­մում: Մուտքային լարման բացակայության դեպքում, ելքում լարումը բա­ցա­­կայում է և մուտքային լարման փուլի փոփոխու­թյու­նից ելքային լարման փուլը նույնպես փոփոխվում է:   

Դիֆերենցիալ կասկադում դրեյֆի փոքրացումը կատար­վում է հե­տևյալ կերպ: Սխեմայի համաչափության պատ­ճա­­ռով արտա­քին գոր­ծոն­ները և ներքին երևույթնեը հան­գեց­նում են Iկ1 և Iկ2 հո­­սան­ք­ների հա­­վա­սար փոփոխություն­ների, որի հետևանքով կաս­կադի ելքային լարու­մը մնում է անփոփոխ: Օրինակ, Eկ լար­ման աճի դեպքում հո­սան­ք­­­ները մեծանում են  ∆Iկ1= ∆Iկ2 - ով, և ելքա­յին լարումը կլինի`    

Նույն երևույթները տեղի են ունենում շրջապատի ջեր­մաս­­տի­ճանի փոփոխման դեպքում: Երկու տրանզիստորների պա­րա­մետ­­րերը փո­փո­խ­վում են նույն չափով, և արդյունքում տրան­զիս­տոր­ների կոլեկտորա­յին հոսանքները փոփոխվում են հավասար մեծությամբ, ու ելքային լա­րումը մնում է անփոփոխ:

Դրեյֆի վերացումը հնարավոր է միայն սխեմայի լրիվ համա­չա­փու­թյան դեպքում: Սակայն դա հնարա­վոր չէ, քանի որ նույն մակնիշի տրան­զիստորների և դիմադրութ­յուն­ների պարամետ­րե­րը իրա­րից տար­բերվում են: Նվազագույն դրեյֆ ստա­­նալու նպատակով ան­­հ­րաժեշտ է կատարել տրան­զիս­տոր­ների և դիմադրությունների ընտ­րու­թյուն այն­պես, որ դրանց պա­րա­­­մետրերը և բնութագծերը չտար­բեր­վեն:

Որոշենք դիֆերենցիալ կասկադի ուժեղացման գործա­կի­ցը: Դիֆե­րենցիալ կասկադի մուտքային լարման փոփոխումից տրան­­զիս­­տոր­նե­րի կոլեկտո­րային հոսանքները փոփոխվում են նույն մեծու­թյամբ և հակառակ ուղ­ղություններով, հետևաբար էմի­­տերային հոսան­քը, որը որոշվում է կոլեկտո­րային հոսանք­ների գումարով (Iէ = Iէ1 + Iէ2), մնում է անփոփոխ: Անփոփոխ է մնում նաև լարման անկումը Rէ -ի վրա: Դա նշա­նակում է, որ ըստ մուտ­քա­յին լարման այդ դիմադրության միջո­ցով բացասական հետա­դարձ կապը բացակայում է: Հաշվի առնելով սխե­մայի հա­մաչա­փությունը և հետադարձ կապի բացակայությունը` կարող ենք ըն­դունել, որ մուտքում գործում է Eգ/2 լարման աղբյուրը իր Rգ/2 ներքին դի­մադ­րությամբ, և ելքում միացված է Rբ/2 բեռը: Այդ դեպ­քում  կասկադի  սխ­եման  կարող ենք բերել նկ.3.60-ում պատ­­կեր­ված  տեսքի և  ուժեղաց­ման  գործակիցը որոշել` օգտ­վե­լով ընդ­հա­նուր էմիտերով կասկադի ուժեղացման գործակցի հավա­սա­­րու­մ­ից  (3.66), փոխարին­ե­լով այդ հավասարման մեջ Eգ-ն`Eգ/2- ով, Rգ-ն` Rգ/2 -ով, Rհ = R1IIR2-ով: Նշված փոխարի­նու­մից և պարզ ձևափո­խու­թյունից հետո ուժեղաց­ման գոր­ծակցի համար կստանանք`

Դիֆերենցիալ կասկադի ուժեղացման գործակիցը միևնույն պայ­ման­ների դեպքում գերազանցում է մեկ տրանզիստորով կաս­կադի ուժե­­ղացման գործակցի մեծությունը:

Հաստատուն հոսան­քի ուժեղարարներում դի­ֆերենցիալ կաս­­­­կադ­նե­րով բազմակասկադ ուժեղարարների կառուցման դեպ­քում պոտեն­ցիալների համաձայնեցման խնդիր չի առա­ջա­նում: Արդյունքում ապա­հով­վում է շատ մեծ ուժեղաց­ման գոր­ծակից: Դիֆերենցիալ կասկադի մուտ­քային ելուստների միջև միաց­ված լարման աղբյուրը տրանզիս­տորների բազաների վրա ստեղ­ծում է  հա­կափուլ լարումներ: Այդպիսի մուտ­քային լարու­մը կոչ­վում է դիֆերեն­ցիալ լարում: Կասկադի մուտ­քային ելուստ­ների միջև հնարավոր է նաև համափուլ լարման առկայու­թյունը (օրի­նակ` արտաքին գործոնների պատճառով երկու մուտքերում առա­­ջանում են ամպլիտուդով իրար  հավասար և միևնույն փու­լով լա­­րումներ): Համափուլ լարումը սովորա­բար աղմուկ է և այն չպետք է ուժեղացվի: Դիֆերենցիալ կասակադը ուժեղացնում է դիֆերենցիալ լա­րու­մը, իսկ համափուլը`նվազեցնում: Հա­մա­փուլ մուտքային լար­ման դեպքում  երկու տրանզիստորների բա­զա­ների վրայի լա­րում­­ները փու­լով համըն­կնում են և ամպլիտուդով հա­վասար են: Այդ պատճառով երկու տրան­զիս­տորներն  էլ միա­ժա­մանակ կամ բաց­վում են (դրական լարման դեպ­քում), կամ փակվում (բացա­սա­կան  լարման  դեպքում): Iկ1, Iկ2  հոսան­­­ք­­ները փոփոխվում  են նույն չա­փով, և կասկադի ելքային լարումը մնում է ան­փո­փոխ: Համափուլ լար­ման լրիվ վերացում տեղի է ունենում միայն սխե­մայի համա­չափության դեպքում: Սակայն գործնա­կա­նում  այդ­պիսի  համա­չա­փություն ապա­հո­­վել հնարավոր չէ, և որո­շա­կի հա­մափուլ լարում ելքում պահպան­վում է:

Համափուլ լարման ուժեղացման գործակիցը որոշվում է կաս­­­­­կադի ելքում և մուտքում` համափուլ լարումների հարաբե­րությամբ: Դիֆե­րեն­ցիալ կասկադի համափուլ լարման թուլաց­ման աստիճանը գնա­հատ­­վում  է համափուլ լարման նվազեցման գոր­ծակցով, որը որոշվում է հե­տևյալ հավասարումով` Mհ =Ku/Kհ, որտեղ Ku-ն` դիֆերենցիալ լար­­­ման ուժեղացման, իսկ Kh-ն` հա­­մափուլ լարման ուժեղացման գոր­ծա­կից­ներն են: Համափուլ ազ­դա­նշանի նվազեցման գործակիցը ար­տա­­­հայտ­ված լոգարիթ­մա­կան միավորներով, կլինի` Mh (դԲ) = 20lgMh:

Rէ դիմադրության միջոցով սխեմայում առաջանում է ըստ հա­­մա­­­փուլ լար­ման բացասական հետադարձ կապ (հա­մափուլ լա­­րումը տրան­զիս­տոր­ների էմիտերային հոսանքները փո­փո­խում է նույն ուղղու­թյամբ և գու­մա­րային էմիտերային հո­սանքը հաս­տա­­տուն չի պահ­­պանվում): Համա­փուլ լարման նվա­զեցման գոր­ծա­­կիցը մեծանում է Rէ դիմադրու­թյան մեծացումով (բացասա­կան հետադարձ կապը խորա­նում է և ուժե­ղաց­ման Kհ  գործա­կիցը փոքրանում է): Սակայն Rէ -ի մե­ծա­­ցումը հան­գեց­­նում է Eկ սնման լարման մեծացման, ինչը տնտեսա­պես չի արդա­րաց­­վում: Առանց սնման լարումը մեծացնելու համափուլ լար­ման նվա­զեցման գործակիցը մեծացվում` է Rէ դիմադրութ­յանը հա­ջոր­դաբար VT3 տրանզիստորի միացումով (նկ.3.61): VT3 - ը աշխա­տում է դի­նա­միկ բեռի ռեժիմով: VD1 ստաբիլիտրոնով և R5 ռե­զիս­տորով կա­­ռուց­ված լարման պարամետրական կայունա­րարն ապա­հովում է VT3 - ի  հան­գստի ռեժիմը: Հանգստի ռեժիմում VT3-ի կոլեկ­տոր-էմիտեր դիմա­դ­­­­րութ­յու­նը փոքր է և ապահովում է ան­հրաժեշտ հանգստի էմիտե­րային հոսանքը: Մուտ­քային համա­փուլ լար­ման փո­փո­խումից փոխվում է էմիտերային հո­սան­քը: Այդ փոփո­խության հա­մար VT3 տրանզիստորի rկէ կո­լեկ­­տոր-էմի­տեր դի­մադ­­րութ­յունը մեծ է: Արդյունքում բացասա­կան հետա­դարձ կապը խորանում և  փոքրացնում է համափուլ ազ­դանշանի ուժեղացման Kհ գործա­կիցը:

Նկ.3.61-ում բերված սխեմայում մուտքային լարման աղբ­յուրը և բեռը սխեմայի ընդհանուր կետի (հողի) հետ միաց­ված չեն, և սխեման կոչ­վում է սիմետրիկ մուտքով, սիմետրիկ ելքով և  էմի­տե­­­­­րային  հո­սան­քի կայունացումով դիֆերենցիալ կասկադ:

Մեծ կիրառություն են գտել  ոչ սիմետրիկ մուտքով և ոչ սի­­մետ­րիկ ելքով դիֆերենցիալ կասկադները: Ոչ սիմետրիկ մուտ­­քով կաս­կա­դում  միացվում են երկու մուտքային լարման աղ­­բյուր­­­ներ Eգ1, Eգ2 (նկ.3.62), որոնց մեկական ելուստները հո­ղան­ց­վում են:

Ոչ սիմետրիկ ելքի դեպ­քում բեռները նույնպես մեկ ծայ­րով հո­ղանց­­ված են (Rբ1,Rբ2): ՄԵկ մուտ­քային լարման և մեկ բե­ռի դեպքում երկրորդ լարման աղ­բյուրը և բեռը բացակայում են: Կասկադի ուժեղացման գործակիցը մեծացնելու նպատա­կով դրանում օգտագործվում են բաղադրյալ տրան­­զիստոր­ներ:

Դիֆերենցիալ կասկադներով բազմակասկադ ուժեղարար­նե­րում կասկադների միջև միացման կետերում պոտենցիալների համա­ձայ­նեց­­­ման խնդիր չի առաջանում: Կասկադները միացվում են անմիջական կապով, և արդյունքում ուժեղացման գործակիցը շատ մեծ է: 

Դաշտային տրանզիստորներով դիֆերենցիալ կասկադ­ների սխե­մա­ները (նկ.3.64) աշխատանքի սկզբուն­քով չեն տար­բերվուն երկբևեռ տրան­զիստոր­նեով կաս­կադներից: Դրանցում VT1,VT2 տրանզիստոր­ների հանգստի ռե­ժիմ­ները ապա­­­հովում են R1, R2 ռեզիս­տորներով և R3, VT3 տար­րերով կազմ­ված հոսանքի աղբյու­րով:

>>

 

3.11.4.Հաստատուն լարումը փոփոխական լարման կեր­պա­փո­­խումով,

վերջինիս ուժեղացումով և նորից հաստատուն լար­ման կերպափոխումով ուժեղարարներ (ՄԴՄ)

Դիֆերենցիալ կասկադների կիրառումը մեկ կարգով փոք­րա­ց­նում  է ուժեղարարի զրոյի դրեյֆի մեծությունը: Սակայն փոքր ազդա­նշան­նե­րի ուժեղացման ժամանակ (միկրովոլտեր) դրանց կիրառումը ցան­կա­լի արդյունք չի տալիս: Դա պայ­մա­նավորված է նրանով, որ ուժեղարարի տարրերը իրարից տար­բերվում են ջերմաստիճանային բնութագծերով, իներցիոն հատ­կություն­նե­րով, և իդեալական համաչափութունը բացա­կայում է: Բացի այդ, մի շարք դեպքերում ուժեղացվող ազդանշանի նվա­­­զագույն մե­ծու­թյու­նը փոքր է տրանզիստորների աղմուկներից, հե­տևա­բար ուժեղացված ազդանշանն աղմու­կից հնա­րա­վոր չէ տարբերել:

Փոքր ազդանշանների ուժեղացման համար մեծ կիրառու­թյուն  են  գտել  հաստատուն  լարումը  փոփոխական  լարման կեր­պա­փոխումով, վեր­­ջինիս  ուժեղացումով և նորից հաստա­տուն լարման կերպափոխու­մով ուժեղարները: Դրանք կոչվում են նաև ՄԴՄ (մոդուլացիա-դեմոդու­լա­ցիա) ուժեղարարներ: ՄԴՄ ուժե­ղա­­րարի կառուցվածքային սխեման բերված է նկ.3.65,ա-ում: Այն բաղ­կա­ցած է մոդուլյատորից (U), փոփո­խա­­կան հոսանքի ուժե­ղա­րա­րից  (Ու), դեմոդուլյատորից (ԴՄ), զտիչից (Զ) և կառա­վար­ման իմ­պուլս­ների  գեներատորից (ԿԻԳ): Մոդուլյատորն էլեկ­տրո­նա­յին բանալի է, որը կառավարող Uկ իմ­պուլ­սների միջոցով որո­­­­շա­կի հաճախությամբ միացվում և ան­ջատ­վում է: Մո­դու­լյա­տորը միաց­­­­ված վիճակում մուտքային հաս­տատուն Uմ  լարու­մը հա­ղոր­դում է փոփոխական հոսանքի ուժե­ղա­րարի մուտքին, իսկ փակ վիճակում`ար­գելում է դրա փոխան­ցումը: Մոդուլյատորի միջոցով մուտ­քային լարու­մը վերածվում է U1 իմպուլսային լար­ման, որի ամ­պ­­լի­տուդը համեմա­տա­­կան է մուտքային լարման արժեքին: U1 լարումը ուժե­­­ղացվում է փո­փո­խա­կան հոսանքի ուժե­ղարարի մի­ջոցով, որը զուրկ է զրոյի դրեյ­ֆից: Փոփո­խա­կան հոսանքի ուժե­ղա­րարում առկա կոնդեն­սատորների պատ­­­­­­ճառով ելքային լա­րու­մը շեղվում է զրոյի նկատ­մամբ, և ստանում ենք ուժե­ղաց­ված U2 երկբևեռ իմպուլ­սային լա­րումը: Վերջինս տրվում է դեմո­դու­լյա­տորի մուտքին: Դեմոդուլյա­տորը նույնպես էլեկ­տրո­նա­յին բա­նա­լի է, որը կառավա­րող իմ­պուլ­սների գենե­րա­տորից տրվող Uկ իմ­պուլ­սների միջոցով միանում և անջատ­վում է: Միացված վի­ճա­­կում դրա­­կան իմպուլս­­ները հաղորդվում են դեմոդու­լյա­տորի ելք, իսկ փակ վի­ճա­կում` բացասական իմ­պուլս­­ներն ար­գել­վում են: Դեմոդուլյատորի միջո­ցով  երկբևեռ իմպուլսային լա­րումը  վերածվում  է  բաբախող  մեկ բև­ռա­կա­նու­թյան U3 լար­ման: Վերջինից հաստատուն լարում ձևա­­վորե­լու նպատակով միաց­ված է հար­թեց­նող զտիչը: Զտիչի ելքում ստա­նում ենք ուժեղաց­ված Uե լա­րու­մը, որն իր տեսքով չի տարբերվում մուտ­քային լարու­մից:

Կառավարման իմպուլսների գեներատորը ձևավում է Uկ իմ­պուլ­սային լարումը, որով կառավարվում է մոդուլյատորի և դե­մոդուլյա­տորի աշխատանքը (մոդուլյատորի, դեմոդուլյատորի և կառավարող իմպուլ­սնե­րի գեներատորի սխեմաները կդիտարկ­վեն համապատաս­խան բաժիններում):

Քանի որ ուժեղացումը իրականացվում է փոփոխական  հո­սան­քի ուժեղարարի միջոցով, զրոյի դրեյֆը բացակայում է:           

Զրոյի դրեյֆի աղբ­յուր կարող է հանդիսանալ դեմոդուլ­յատո­րը, սա­կայն վերջինիս դրեյֆի մակարդակը շատ փոքր է ուժե­ղաց­­­ված օգտա­կար ազդանշանից:

>>

 

 

3.11.5. Անալոգային  միկրոսխեմաների և հաստատուն հոսանքի ուժեղարարների հիմնական տարրեր

Անալոգային միկրոսխեմաներում կիրառվում են շղթաներ, որոնք ան­­կախ միկրոսխեմայի գործառույթից, ունեն որո­շակի կառուցվածք: Դրանք են` հաստատուն լարման և հոսանքի աղ­բ­յուր­ները  հոսանքի հայելիները, հաստատուն լարման մակար­դա­կի տե­ղա­­­շարժի սխեմա­ները, ակտիվ բեռները, բաղադրյալ տրան­զի­տոր­­ները, դիֆերեն­ցիալ կասկադները:

 

3.11.5.1.Հաստատուն հոսանքի աղբյուրներ

Հաստատուն հոսանքի աղբյուրները կառուցվում են երկբևեռ և դաշ­­տային տրանզիստորներով: Դրանցում օգտա­գործ­վում է տրան­զիս­տորների ակտիվ աշխատանքային ռեժի­մում, հաստա­տուն բա­զային հոսանքի (հաստատուն փական- ակունք լա­ր­ման) դեպքում կո­լեկ­տոր-էմիտեր (ակունք-ըմպիչ) լարման փոփոխու­թյունից կոլեկ­տո­րային (ըմպիչային) հոսանքի չնչին փոփո­խու­թյան հատկությունը:

Նկ. 3.66,ա-ում բերված է երկբևեռ տրանզիստորով հասատա­տուն հո­սան­քի  պարզագույն աղբյուրի սխեման, իսկ բ - ում` տրան­­զիս­տո­­րի ելքա­յին բնութագիծը հաստատուն բազային հո­սանքի ռեժիմում: Ենթա­դրենք մուտքային հաստատուն լար­ման կիրա­ռու­մով տրան­զիս­տորի բա­­­զայով հոսում է հաստատուն Iբ0 հո­սանքը: Այդ ռեժիմում հաստա­տուն Uկէ = Eկ լարման, և Rբ բեռի տարբեր արժեքների դեպքում բեռ­նավորման գծի հատման կետե­րը տրանզիստորի ելքային բնութա­գծի հետ կգտնվեն  ab  հատ­վա­ծում (նկ. 3.66,բ): Դրանից բխում է, որ բեռի դիմադ­րու­թյունը պետք է բավարարի հետևյալ պայմանին`

որտեղ. Uբէ ( Iբ0) - ն Uբէ  լարումն է, բազային Iբ0 հոսանքի դեպ­քում:  (3.127)-ից կարող ենք որոշել բեռի դիմադրության փոփո­խու­­թյան տի­րույթը, ուր տրանզիստորը կարող է դիտարկվել որպես հաստա­տուն հոսանքի աղբյուր:

 Տրանզիստորի ելքային բնութագծի թեքությունը, հաստա­տուն բա­զա­յին հոսանքի դեպքում, որոշվում է ելքային h22է հա­ղոր­­դա­կանու­թյամբ: Ընդունելով, որ ab հատվածում h22է-ն հաս­տատուն է, ելքային հոսանքի փոփոխման առավելագույն արժե­քը կորոշվի հետևյալ հա­վա­սարումով`

 

 

h22է հաղորդականու­թյան փոքրության պատճառով տրան­զիս­­տո­րի ել­քա­յին հոսանքի փոփոխությունը, բեռի դիմադ­րության փոփոխ­­ման լրիվ միջակայքում, կազմում է մի քանի տոկոս, և դի­տարկված սխեման կարող ենք ընդունել որպես կայուն հոսան­քի աղբյուր:

Այսպիսով, կարող ենք եզրակացնել, որ երկբևեռ տրան­զիս­տո­­­րով հաստա­տուն հոսանքի աղբյուրի կառուցումը հան­­­­գում է դրա բազայով հաստատուն Iբ0 հոսանքի ապահով­մա­նը:

Տրանզիստորի մուտքային բնութագծից երևում, որ հաստա­տուն Iբ0 հոսանք ապահովվում է էմիտերային անցմանը հաստա­տուն Uբէ լա­րում կիրառման դեպքում: Այդպիսի լարում կարելի է ստա­նալ լարման բա­ժանիչի միջոցով Eկ սնման լարման աղբյու­­րից: Սակայն  շրջա­պա­տի ջերմաստիճանի և սնման  լար­ման­ փոփոխությունից փոփոխվում են տրանզիստորի և բաժա­նիչի պա­րա­մետրերը: Դա բերում է Uբէ լարման, հետևաբար, Iբ0-ի և Iկ հո­սանք­ների փոփոխության: Այդ թերությունը մա­սամբ վերաց­ված է նկ.3.67,ա,բ -ում պատկերված հոսանքի աղբյուր­ներում: Նկ.3.67,ա-ում Uբէ լարման կայունացման նպատակով տրան­զիս­տորի էմի­տերային անցմանը միացված է VD դիոդը: Դիոդին կիրառ­ված է ուղիղ լարում R1 ռեզիստորի միջոցով, և այն բաց է: Եթե դիոդի վոլտ-ամպերային և տրանզիստորի մուտքային բնութագծերը հա­մըն­­­կ­նում են, արտաքին գործոնների ազդե­ցությունը ելքային հոսանքի վրա վերա­նում է: Դա բացա­տր­վում է նրանով, որ էմիտե­րային անցման վրա լարման փոփո­խու­թյունը փոխհատուցվում է դիոդի վրա լարման համա­պատասխան փո­փո­­խումով:     

Արտաքին գործոններից հոսանքի աղբյուրի ելքային հոսան­քի լրա­ցուցիչ կայունացման նպատակով օգտագործվում է բա­ցա­­­սա­կան հե­տա­դարձ կապ` էմիտերի շղթայում միացված Rէ ռեզիս­տորը (նկ.3.67,բ): Սակայն Rէ -ի միացումից նվազում է բազա-էմիտեր լարումը: Վերջինիս արժեքի վերականգման նպատակով դիոդը փոխարինվում է ստաբիլի­տ­րոնով:

Դաշտային տրանզիստորներով հաստատուն հոսանքի աղ­բյուր­նե­րը կառուցվում են նույն սկզբունքով, ինչ որ երկբևեռ տրան­զիս­­տոր­նե­րով գեներատորները: p-n անցումով կառավա­րու­­­մով դաշտային տրան­զիս­տոր­ների կիրառման դեպքում (նկ.3.68)  կարճ  փակելով  տրան­զիս­տորի փականը և ակունքը (Uփա = 0), այն կարող է  օգտագործվել  իբրև առա­վե­լագույն Iըmax հաստատուն հոսանքի աղբյուր: Ավելի փոքր հոսանքի աղբյուր կարող ենք ստանալ` ակունքի շղթայում միացնելով Rա ռեզիս­տո­րը (նկ.3.68-ում ցույց է տրված կետագծերով): Վերջինիս միջո­ցով սխեմայում ապահովվում է բացա­սական հետադարձ կապ, որի շնորհիվ ելքային հոսանքը նվազում է:

Անհրաժեշտ Iը1 ելքային հոսանքի ստացման համար Rա-ի մեծութ­յունը  որոշ­վում  է  հետևյալ  եղանակով:  Տրանզիստորի  փո­խանցման բնու­­­թագծից պահանջվող Iը1 հոսան­քի դեպքում, որոշ­վում է ակունք-փական Uափ1 լարումը, և հաշվվում է Rա - ն համա­ձայն Rա = Uափ1 / Iը1  հա­վասարման:

 

Հաշվի առնելով, որ բացա­սական հետադարձ կապը, բացի անհրաժեշտ հոսանքի ապա­­հո­վումից, նաև կա­յու­նացնում է տրան­­­զիստորի աշխա­տան­­քային ռե­ժիմը, Rա-ի միացումը սխեմայում ցան­­­կալի է: Այն կայու­նաց­­­նում է հաստատուն հոսանքի աղբյուրի ել­քային հո­սան­քը արտաքին գոր­ծոնների ազդեցությունից: Rա-ն վեր­ց­նե­լով փո­փո­խական ռե­զիստոր` կունենանք կառավարվող հաստա­տուն հոսանքի աղբյուր:                     

Դիտարկված եղանակով կառուցվում են, նաև ներսդրված հոս­քուղի­ով մետաղ-մեկուսիչ-կիսահաղորդիչ (ՄՄԿ) տրանզիս­տոր­­ն­րով հաս­տա­տուն հոսանքի աղբյուրները:

>>

 

 

3.11.5.2 Հաստատուն լարման աղբյուրներ

Հաստատուն լարման աղբյուրներ  կարող են կառուցվել հաս­­­տա­­տուն հոսանքի աղբյուրի ելքային հոսանքի շղթայում ռեզիստորի միա­ցու­մով: Նկ.3.69,ա-ում բերված է դաշտային տրան­զիս­տորով հաստա­տուն լարման աղբյուրի սխեման: R1 ռեզիս­տո­­րը միացված է հաստա­տուն VT տրանզիստորով և Rա ռեզիս­տո­րով կազմված հոսան­քի աղ­բյուրի ելքա­յին շղթայում: Հաստա­տուն հոսանքի գեներատորի հոսան­քը R1-ի վրա ստեղ­ծում է Uե = I1R1 լարումը, որը հաղորդվում է ելք:  Ել­քային լար­ման հարա­բե­­րական փոփոխությունը պայմանավորված է հո­սանքի գեներա­տորի հոսանքի փոփոխմամբ և հավասար է` δUե = δI1R1: Rբ - բեռի միացման դեպքում ելքային լարումը և դրա հարա­­բե­րա­կան փոփոխությունը կորոշվեն հետևյալ արտա­հայ­տու­թյուն­ներով`

(3.129)-ից երևում է, որ ինչքան մեծ լինեն R1-ը և δRբ-ն և փոքր` Rբ-ն, այնքան ավելի անկայուն կլինի ելքային լարումը:

Սովորաբար, բեռի Rբ դիմադրությունը և դրա հարաբե­րա­կան փո­փոխ­­ման δRբ արժեքը տրվում են: Ելքային լարման կայունու­թյան մե­ծացման միակ եղանակը R1-ի փոքրացումն է: Սակայն, R1-ի փոքրա­ցումը բե­րում է Uե ելքային լարման փոքրացման: Այդ դեպքում անհրա­ժեշտ ելքային լարումը ապահովելու համար պետք է մեծացնել I1 – հո­սան­քը, ինչը մեծ մասամբ ընդունելի չէ: 

Ելքային լարման կայունությունը մեծացվում է R1-ի և Rբ-ի մի­ջև էմի­­տերային կամ ակունքային կրկնիչի միացումով: Նկ. 3.69,բ -ում բեր­ված հաստատուն լարման գեներատորում օգտա­գործ­ված է VT2–ով կա­ռուց­ված էմիտերային կրկնիչ: Հաշվի առնե­լով, որ Էմիտերային կրկնիչի մուտքային դիմադրութ­յունը շատ մեծ է (Rմ=h21էRբ >>R1), բեռի փո­փո­խությունից ելքային լար­ման հա­րա­բերական փոփոխության հա­մար կստանանք`

Այսպիսով Rբ>>R1 պայմանի դեպքում, էմիտերային կրկնիչի կի­րա­ռումը h21է անգամ փոքրացնում է ելքային լարման հարա­բե­րական փո­փոխու­թյունը բեռի դիմադրության փոփոխու­թյունից: 

Նկ.3.69,ա -ում պատկերված սխեմայի ելքային լարման կայու­նու­­թյունը բեռի փոփոխությունից զգալի չափով կարող է մեծաց­վել` նաև R1-ը փոխա­րի­նելով փոքր դիֆերենցիալ դի­մադ­­րու­թյուն ունեցող  տար­րով, օրի­նակ դիոդով կամ ստաբիլիտ­րո­նով:      

>>

 

 

3.11.5.3. Հոսանքի  հայելիներ

Հոսանքի հայելիներ կոչվում են մեկ մուտքով և մեկ կամ մի քանի ելքով շղթաները, որոնց ելքային հոսանքը (կամ հոսանք­ները) կրկնում է մուտքային հոսանքը:

Պարզագույն հոսանքի հայելու սխեման բեր­ված է նկ. 3.70,ա – ում:

Այն բաղկացած է երկու միևնույն պարամետրերով տրան­զիս­տոր­ներից: VT1 տրանզիս­տորը միացված է դիոդի սխե­մա­յով և աշխատում է ակ­տիվ ու հագեցման ռե­ժիմ­ների սահ­մանային կե­տում: Այդ ռե­ժիմում կո­լեկտորի և բազայի հոսանք­ների միջևունենք IկVT1=h21էIբVT1: Սխե­մայում UբէVT1 = UբէVT2, հե­­տևա­­­բար, IբVT1 = IբVT2  և IկVT1 = IկVT2 :

Մուտքային հոսանքը կորոշվի հետևյալ հավասարումով`

որտեղից կստանանք`

Հաշվի առնելով, որ h21է >>1, կստա­նանք` Iե = IկVT1 = IկVT2 = Iմ: Դա նշանակում է, որ ելքային հոսանքը կր­կ­նում է մոտքային հոսանքը:

h21է = 50  դեպքում  հոսանքի  կրկնման  սխալը  չի  գերազան­ցում  4%, որը գործ­նականում լիովին  ընդու­նե­լի է: Ավելի  փոքր  սխալ  ապա­հովում  է նկ.3.70,բ-ում բերված սխեման:  Այն տարբերվում է նախորդից նրանով, որ ավելացված է VT3 տրան­­­­զիստորը, և տեղափոխված է մուտքային հոսանքի միաց­ման  տեղը: Սխեմայում հոսանքները կորոշ­վեն հետևյալ արտա­­հայտու­թյուն­ներով`                                                                                      

Ստացված արտահայտություններից ելքային հոսանքի համար կարող ենք գրել`

Հաշվի առնելով, որ h21է >>1 և  IկVT3IկVT1, կստանանք`

Վերջին հավասարումը ցույց է տալիս, որ մուտքային հո­սան­­քը կրկնվում է ելքում:

Եթե դիտարկված սխեմաներում մուտքային հոսանքը պահ­պան­վում է հաստատուն, դրանք վերածվում են հաստա­տուն հոսան­քի գե­նե­րատորների: Ընդ որում, վերջին սխեման ավելի կայուն հոսանք է ապա­հովում: Դա բացատրվում է նրանով, որ VT2 տրանզիստորտը, փաս­տորեն, կատարում է VT3 տրան­զիստորտի հետադարձ կապի շղթայում միացված ուժեղա­րարի դեր:     

>>

3.11.5.4. Բաղադրյալ տրանզիստորներ

Տրանզիստորի ուժեղացման գործակցի մեծացման նպա­­տա­կով մի քանի տրանզիստորներ միացվում են որոշակի սխե­մա­յով, որը կոչվում է բաղադրյալ տրանզիստոր (անվանում են նաև Դառլինգտոնի տրան­զիստոր): Բաղադրյալ տրանզիստորի մեկ տարբերակ բերված է նկ. 3.71,ա-ում: Այն բաղկացած է VT1, VT2 տրանզիստորներից, որոնց կո­լեկ­­տորները միացված են իրար, իսկ նախորդ տրանզիստորի էմիտե­րը միացված է հաջորդ տրան­զիստորի բազային:

 Տրան­զիստորների կոլեկտորային հո­սանքները կորոշվեն հետևյալ հա­վասարումներով`     

 VT2-ի համար բազայինը համարվում է VT1–ի էմի­­տե­րային հոսան­քը, հետևաբար կարող ենք գրել`

Հաշվի առնելով վերջին առնչությունը և փոքրության պատ­ճա­ռով ան­տեսելով Iկ01, Iկ02 մեծությունները, բաղադրյալ տրան­զիս­տորի կո­լեկ­­տո­րային հոսանքի համար կստանանք` 

Վերջին արտահայտությունից բաղադրյալ տրանզիստորի ուժե­ղաց­ման գոր­ծակցի համար կստանանք`

Ստացված արտահայտությունից կարող ենք եզրակաց­նել, որ բա­ղադրյալ տրանզիստորի ուժեղացման գործակիցը որոշ­վում է տրան­զիս­տորների ուժեղացման գործակիցների արտա­դրյալով:

Դիտարկված սխեման աշխատունակ է Iէ1>Iկ02 պայմանի դեպ­քում: Այդ պայմանի չբավարարման դեպքում խզվում է Iկ02–ի հոսման շղթան, և խախտվում է սխեմայի աշխատանքը: Սխեմայի նորմալ աշխատանքն ապահովելու նպատակով VT2-ի էմիտերա­յին անցումը շունտում են R1 ռեզիստորով: Վերջինիս դիմադրութ­յու­նն ընտրվում է այնպես, որ դրա վրա Iկ02 – ի առա­ջա­ցրած լար­ման  անկումը  լինի  անբավարար  VT2 - ի բաց­ման համար (տրան­զիս­տորների վերաբերյալ տեղեկատվական աղյու­սակներում R1 - ի արժեքը տրվում է):

Բաղադրյալ տրանզիստորներ կառուցվում են նաև n–p-n և p-n-p տրանզիստորների համատեղ կիրառումով (նկ. 3.71,բ ):

Սկզբունքորեն, բերված եղանակով բաղադրյալ տրան­զիս­­­տո­­րում կարող են միացվել անհրաժեշտ թվով տրանզիս­տորներ (իբրև օրինակ նկ.3.72 – ում բերված են երեք տրանզիս­տո­րով բաղա­դր­յալ տրանզիս­տոր­ների սխեմաներ):   

Մեծ կիրառում են գտել երկբևեռ և դաշտային տրանզիս­տոր­­ներով բաղադրյալ տրանզիստորները: Նկ.3.71,գ–ում բերված այդ­պի­սի տրան­զիս­տո­րում օգտագործված է p-n անցումով կա­ռա­վա­րումով VT1 դաշ­տային տրանզիստորը և երկբևեռ VT2 տրան­­զիս­տորը: Դաշտային տրան­զիս­տո­րի կիրառումը ապահո­վում է մեծ մուտ­քային դիմադ­րու­թյուն և հո­սան­քի ուժեղացման գործակից, ինչը հնարավորություն է տալիս փոքր հզորության ազդաշանի աղբյու­րից կառավարել մեծ հզո­րու­թյան բեռը:

>>

 

3.11.5.5. Ակտիվ (դինամիկ) բեռներ

Ուժեղարար կասկադներում ուժեղացման գործակիցն ուղիղ հա­մե­մա­տական է կոլեկտորային և էմիտերային շղթա­նե­րում միաց­ված ռե­զիս­տոր­ների դիմադրություններին: Վերջին­նե­րիս մե­ծա­ցումը, ուժեղաց­ման գործակցի մեծացման նպատակով, բար­դացնում, երբեմն անհնար է դարձնում տրանզիստորների հան­գստի ռեժիմի ապահովումը, քանի որ շատ փոքրանում են տրան­զիստորով անցնող հոսանքները:   

Կասկադների ուժեղացման գործակցի մեծացման խնդրի լու­ծումը, տրանզիս­տորների հանգստի ռեժիմի ապահովմանը զու­գընթաց, կարող է իրականացվել, եթե որպես ռեզիստոր օգտա­­գործվի ոչ գծային  տարր, որի ստատիկ դիմադրությունը շատ փոքր է դիֆերենցիալ դիմադրու­թյու­նից: Այդ դեպքում տար­րի ստա­տիկ փոքր դիմադրությունը հնարա­վո­րություն է տալիս ապա­­­­­հովել հանգստի ռեժիմի անհրաժեշտ համե­մա­տա­բար մեծ հոսանքը, իսկ դիֆերենցիալ մեծ դիմադրությունը կա­պահովի փոփոխական մեծ ելքային լարում, հետևաբար` մեծ ուժե­ղաց­ման գործակից: Նկ. 3.73-ում պատկերված է ընդհանուր էմի­տե­րով կաս­կա­դի սխե­­ման, որտեղ VT1 տրանզիստորի կոլեկ­տորային շղթայում միաց­­­ված է VT2 տրանզիստորով հաս­տատուն հոսան­քի աղբյու­րը: VT2-ով կոլեկ­տո­րային հոսանքը `

Մուտքային լարման կիրառման դեպ­քում VT1 - ի կոլեկտո­րա­յին Iկ1 հո­սանքը փո­փոխ­վում է մուտքային լարման  փոփոխ­ման   օրենքով  ∆Iկ մե­ծությամբ: Քանի որ Iկ2-ը հաստատուն է, բեռով հոսող հոսանքը կփո­­­­­փոխ­վի  ∆Iբ = - ∆Iկ  մեծությամբ: Դա նշանա­կում է, որ կոլեկտորային հոսանքի փոփոխությունը լրիվ հաղոր­դ­վում է բեռին, հետևաբար ապա­հով­վում է կասկադում առավե­լա­­գույն ուժեղացում:

Նկարագրված սկզբունքով կառուցվում են նաև դաշտա­յին տրան­զիս­տոր­ներով ակտիվ բեռները: Որպես օրինակ նկ.3.74- ում բերված են p - n անցումով կառավարվող փականով (նկ. 3.74,ա) և ներսդրված հոսքու­ղով տրանզիստորներով (նկ.3.74,բ) կառուց­ված կասկադների սխեմա­ները: Այդ կասկադների ուժեղացման գոր­ծա­­կիցներն ունեն հնա­րավոր առավելագույն արժեք և հավասար են` Ku = sRբ :        

>>

         

3.11.5.6.Ինտեգրալ գործառական ուժեղարարներ

Գործառական ուժեղարարները հաստատուն հոսանքի  ուժե­­ղա­­րար­­ներ են, որոնք ունեն մեծ ուժեղացման գոր­ծակից, հա­ճա­խու­թյուն­ների թողանցման լայն շերտ, մեծ մուտ­քային և փոքր ել­քա­­­յին դիմադ­րու­թյուններ և կարող են օգտագործվել մուտ­քային ազ­դա­­­նշանի մի շարք գծային և ոչ գծային ձևափո­խու­­թյունների նպա­տա­կով:

Այս ուժեղարարներն օգտագործվել են հաշվիչ տեխ­նի­կայում պար­զագույն գործողությունների (գումարում, հանում, ինտե­գ­րում, դիֆե­րեն­ցում, բազմապատկում) իրականացման նպատա­կով և այդ պատ­ճա­ռով կոչվում են գործառական ուժեղարարներ: Ներկայումս այդ ուժե­ղա­րար­­ներն արտադրվում են ինտեգրալ միկ­րոսխեմաների տեսքով և կոչվում են ինտեգրալ գործառական ուժեղարարներ (ԻԳՈՒ):

Ինտեգրալ գործառական ուժեղարարներն ըստ պատ­րաս­­տ­­ման  տեխնալոգիայի բաժանվում են երկու խմբի` կիսահա­ղոր­դի­­չա­­յին և հիբ­րի­­դային: Կիսահաղորդչային ԻԳՈՒ-ներում ուժե­ղա­­րա­րի բոլոր տար­րե­րը (տրանզիստորներ, դիոդներ, ռեզիս­տոր­­ներ, կոն­դենսատորներ և  դրանց միացման հաղորդա­լարերը) պատրաստ­վում են մեկ կիսա­հա­ղո­րդիչային բյուրեղում, ինչի շնորհիվ ուժեղա­րարը ստացվում է միա­ձույլ: Հիբրի­դա­յին ԻԳՈՒ-ներում  օգտա­գոր­ծ­­վում են մեծ հզորության տրան­զիս­տոր­ներ, որոնցով հոսաղ մեծ հոսանքները կարող են տաքացնել և վնասել կիսա­հաղորդիչային բյուրեղը, այդ պատճառով այս միկ­րոսխե­մա­ներից ակ­տիվ տար­րե­րը դուրս են բերվում բյուրեղից և միաց­վում են արտաքի­նից:

Ըստ կիրառման բնագավառի ԻԳՈՒ-ները բաժանվում են երկու խմբի` լայն (ընդհանուր) և հատուկ նշանակության: Լայն կիրառ­ման ԻԳՈՒ-ներն ունեն ցածր ինքնարժեք և համեմա­տա­բար ցածր ցուցանի­շ­ներ: Հատուկ կիրառության ԻԳՈՒ-ներն օժտված են բարձր ցուցանի­շ­ներով, սակայն դրանք ավելի բարձր ինքնարժեք ունեն:

ԻԳՈՒ-ներն իրարից տարբերելու նպատակով, դրանց տրվում է որո­­շակի անվանում (մակնիշ): Այդ անվանումը թվերից և տա­ռերից բաղ­­­կա­ցած հա­մակարգ է (օրինակ K140УД8А): Անվան­ման առա­ջին երեք կամ չորս թվերով (օրինակում 140) արտահայտվում է ԻԳՈՒ–ի սերիան: Սերիայի առաջին թիվը ցույց է տալիս ԻԳՈՒ- ի պատ­րաս­տ­ման տեխնա­լոգիան: Կիսահա­ղորդի­չային տեխնալո­գիա­յի դեպքում առաջին թիվը 1,5 կամ 7 է, իսկ հիբրիդայինի դեպ­քում` 2,4,6 կամ 8 է: Սերիայի հաջորդ երկու կամ երեք թվերը (օրինա­կում 40) արտահայտում են տվյալ սե­րիայի նախագծման հերթա­կան համարը: Սերիային հաջորդող տառերը ցույց են տալիս միկ­րո­սխեմայի կատարած գործառույթը (օրի­նակում УД): УД-ն ցույց է տալիս ուժեղացման գործողություն: Վերջի­նիս հա­ջորդող թիվը (օրինա­կում 8) ցույց է տալիս ուժեղարարի հեր­թական համարը: Այդ թվին հաջորդող տառը կամ տառերը (օրինակում А) բնորո­շում է ԻԳՈՒ-ի մեկ կամ մի քանի պարա­մետրերի տարբերու­թյունը: Լայն կիրառման ԻԳՈՒ-ների անվան­ման սերիան սկսվում է K տառով (օրինակում K140УД8А):

Էլեկտրական սխեմաներում ԻԳՈՒ-ները պատկերվում են երեք ուղ­ղան­կյունների.տեսքով (նկ.3.75,ա): Կենտրոնական ուղ­ղան­­կյան ներ­սում պատկերված է եռանկյուն, որի կողքին գրվում է ուժե­ղաց­ման գոր­ծակ­ցի արժեքը: Եթե այն որոշակի չէ, ապա ուղ­ղան­կյան մեջ այդ արժե­քը բա­ցա­կայում է: ԻԳՈՒ-ի մուտքային ազդա­նշանի աղբյուրը միացվում է մուտ­­քային 1 շրջող և 2 չշրջող ելու­ս­տ­ների միջև: Շրջող մուտքի և ելքի միջև լարումները հակա­փուլ են, իսկ չշրջող մուտքի և ելքի միջև` հա­մա­­փուլ: ԻԳՈՒ–ի սնումը, մեծ մասամբ, իրականացվում  է երկու լար­ման աղբյուր­ներից +U և -U, որոնք միացվում են 4,5 ելուստներին: ԻԳՈՒ-ի ամպլի­տու­­դա-հա­ճա­խութային բնութագծի պահանջվող տեսքը ստա­նա­լու նպա­տա­կով 7,8 ելուստների միջև միացվում է ճշգրտման շղթան: Մեծ մասամբ, ԻԳՈՒ-ի մուտքում զրոական լարման դեպ­քում, ելքային լարումը զրո չէ: Այն զրոյի բերման նպատակով 9,10 ելուստ­ների միջև միացվում է զրոյի բերման շղթան: Ելքային լարումը վերց­վում է 3 և 6 ելուստներից:

Սարքերի կառուցվածքային սխեմաներում ԻԳՈՒ-ները պատ­­կեր­վում են պարզեցված պայմանական նշանով (նկ.3.75, բ կամ գ), որտեղ ցույց են տրվում միայն մուտքային և ելքային ելուստ­նե­րը:

>>

 

3.11.5.7. Ինտեգրալ գործառական ուժեղարարների  պարամետրերը

ԻԳՈՒ-ի պարամետրերը բաժանվում են երկու խմբի` ստա­տիկ և դինամիկ: Ստատիկ պարամետրերը բնորոշում են ուժե­ղարարի աշխա­տան­քը մուտքային ազդանշանի դանդաղ փոփո­խու­թյուն­ների դեպքում, դինամիկ պարամետրերը` արագ փոփո­խություն­ների դեպքում: Ստա­տիկ են հետևյալ պարամետրերը`

Ուժեղացման գործակից` Ku: Ուժեղացման գործակից կոչ­վում է ԻԳՈՒ-ի ելքային լարման փոփոխության և այդ փոփոխու­թյունն առաջա­ց­նող մուտքային դիֆերենցիալ լարման փոփո­խության հարաբե­րու­թյունը, երբ ուժեղարարն աշխատում է իր բնութագծի գծային մասում: Ku-ն կոչվում է նաև դիֆերենցիալ ազ­­դա­նշանի ուժեղացման գործա­կից, որը ժամանակակից ԻԳՈւ-ներում գտնվում է 105 …106 տիրույթում:

Համափուլ ազդանշանի նվազեցման գործակից` Mհ: Այս գոր­ծա­կիցը որոշվում է դիֆերենցիալ և համափուլ ազդանշան­նե­րի  ուժե­ղաց­ման գործակիցների հարաբերությամբ և ունի նույն իմաս­տը, ինչ որ դի­ֆերենցիալ կասկադում: Լոգարիթմա­կան միա­­վորներով այն գտնվում  է 60…100 դԲ տիրույթում:

Շեղման լարում` Uշ:  Շեղման լարում կոչվում է մուտքային դի­ֆե­­րեն­ցիալ լարման այն արժեքը, որի դեպքում ԻԳՈւ-ի ելքա­յին լա­րումը հավա­սար­վում է զրոյի: Մուտքային լարման բացա­կա­յու­թյան դեպքում ուժեղարարի ելքային լարման զրո չլինելու պատ­ճառը ԻԳՈՒ-ի կաս­կադ­ների ոչ լրիվ համաչափությունն է: Շեղման լարումը  երկբևեռ տրան­զիս­տորներով ԻԳՈՒ-ներում տաս­նյակ միկրո­Վոլտ է, իսկ դաշ­տային տրան­զիս­տորներով­նե­րում` միլի­Վոլտերի կարգի մեծություն է:

Մուտքային միջին հոսանք Iմ ԻԳՈՒ-ի շրջող և չշրջող մուտ­քե­րում հոսանքների միջին թվաբանական արժեքն է մուտ­քային լարման այն արժեքի դեպքում, երբ ելքային լարումը զրո է: Մուտքային հոսանք­ները պայմանավորված են ուժեղարարի մուտքային շղթայի ոչ լրիվ համա­չափությամբ: Այդ հոսանքը երկբևեռ տրանզիստորներով ԻԳՈՒ-ներում միկրոԱմպերներ է, իսկ դաշտային տրանզիստորովներում` նա­նո­Ամպերներ:

Մուտքային դիմադրություն`Rմ:   Տարբերում են դիֆերեն­ցիալ` Rմդ և համափուլ` Rմհ մուտքային դիմադրություններ: Դի­ֆե­­րեն­­ցիալ մուտ­­քա­յին դիմադրությունը ԻԳՈՒ-ի երկու մուտ­քային ելու­ս­­­­տ­ների միջև դիմադ­րու­թյունն է: Համափուլ մուտքա­յին դիմադ­րու­թյունը իրար միաց­ված մուտքային ելուստների և սխեմայի ընդ­հա­նուր ելուստի միջև դի­մադ­­րությունն է: Այդ դիմադրու­թյուն­ները հարյուրավոր կիլոՕմ մեծու­թյուն­ներ են:

Ելքային դիմադրություն` Rե:   Ելքային ելուստների մի­ջև դի­մադ­­րությունն է զրոյական ելքային լարման դեպքում և հարյու­րավոր օմերի մեծություն ունի:

Սպառման հզորության ծախս` Pu:   ԻԳՈՒ-ի ծախսած հզո­­րու­թ­յունն է, երբ բեռով հոսանքը և դրա վրա լարումը բացա­կա­յում են: Այն 0,5 Վտ կարգի մեծությունն է:   

Բացի նշված հիմնական պարամետրերից, տեղեկատվա­կան աղյու­­­­սակ­ներում բերվում են նաև ելքային և մուտքային լա­րում­­ների թույլա­տրելի առավելագույն արժեքները, ջերմաստի­ճա­նային դրեյ‎‎ֆը, սնման լարման աղբյուրի անկայունության ազ­դե­ցու­թյան գործակիցը:

Դինամիկ պարամետրերն են`

Հաճախությունների թողանցման շերտ` f1 կամ միավոր ուժե­ղաց­­ման հաճախություն: Դա այն հաճախությունն է, որի դեպքում ԻԳՈՒ-ի ուժեղացման գործակիցը հավասարվում է մեկի (նկ.3.76,բ): Միավոր ուժե­ղացման հաճախությունն ունի մինչև հար­յու­րավոր մեգահերցերի արժեք: 

Ելքային լարման աճի առավելագույն արագություն` Vu:   ԻԳՈՒ­-ի ելքա­յին լարման փոփոխման առավելագույն արա­գու­թյու­նը, երբ դրա մուտ­քում ազդում է ուղղանկյունաձև իմպուլ­սային լարում, կոչ­վում է ելքային լարման աճի առավելա­գույն արագություն: Այս պա­րա­մետրն ունի մինչև 400Վ/մկվ մեծություն:

Ելքային լարման հաստատման ժամանակ` tհ:    Դա այն ժա­մա­նակա­հատվածն է, որի ընթացքում անցողիկ երևույթները վե­ջա­նում են: Գնահատվում է այն ժամանակահատվածով, որի ըն­թաց­քում ելքային լարու­մը փոփոխվում է 0.1Uհ - ից մինչև 0,9Uհ, որտեղ Uհ - ն` ելքային լար­ման հաստատված արժեքն է (նկ.3.6,բ):

Վերականգնման ժամանակ` tվ:    Այն ժամանակահատ­վածն է, որի ընթացքում ԻԳՈՒ-ն անցնում է հագեցած վիճակից աշխատանքային գծային ռեժիմի:

Ճակատի արտանետվածք`σ:   ԻԳՈՒ-ի ելքային լար­ման առա­վե­լա­գույն շեղումն է հաստատված արժեքից, երբ մուտքում գործում է թռիչքաձև լարում (նկ. 3.6,բ ): Այն կոչվում է նաև ելքայիւն լարման գերաճ:

>>

 

3.11.5.8. Ինտեգրալ գործառական ուժեղարարների բնութագծերը

ԻԳՈՒ - ի ստատիկ բնութագիծը  դրա ելքային և մուտքային դի­ֆե­րեն­ցիալ լարումների կապն է, որը կոչվում է ամպլի­տու­դային բնու­թա­գիծ: Տեսականորեն այդ բնութագիծը համաչափ է: Մուտ­քային զրո­յա­կան լարման դեպքում ելքում լարումը զրո չէ (նկ.3.76,ա-ում`1), և  բնու­թա­գծի աշխատանքային տիրույթը գծա­յին է: Մուտ­­քային լարման որո­շա­կի արժեքից ԻԳՈՒ-ի ելքային լարումը մնում է անփոփոխ: ԻԳՈՒ-ն հա­գե­նում է: Իրականում այդ բնութա­գիծը զրո կետով չի անցնում, և այն զրո կետ տեղա­փո­խելու հա­մար մուտ­քին տրվում է շեղման լարում (նկ.3.76,ա-ում `2):

ԻԳՈՒ-ի դիմամիկ բնութագծերը ամպլիտուդա-հաճախա­կա­ն և փու­լա-հաճախական  բնութագծերն են: Դրանք մեծ մասամբ պատկեր­վում են լոգարիթ­մական միավորներով և կոչվում են լոգարիթմական ամպլի­տու­դա-հաճա­խա­կան և փուլա-հաճախական  բնութագծեր: Նկ.3.76,բ -ում ԼԱՀԲ - ը պատկերված է կետագծերով իսկ դրա ապրոկսիմացված տեաքը` հոծ բեկյալ գծով:

>>

 

3.11.5.9 Ինտեգրալ գործառական ուժեղարարների սխեմաները

Ժամանակակից ԻԳՈՒ-ների էլեկտրական սխեմաները  բազ­­մազան են: Դրանք տարբերվում են իրարից սխեմայում օգտա­գործված կաս­կադ­ների թվով և տեսակով: Չնայած սխե­մաների բազմազանությանը` դրանք ունեն ընդհանուր կառուց­վածք: ԻԳՈՒ-ները բաղ­կացած են երկու կամ երեք կաս­կադ­նե­րից: Դրանք են ` մուտքային, համաձայնեցման և ելքային կաս­կադ­ներ: Մուտ­քային կասկադը դիֆերենցիալ կասկադ է, որն ապա­հովում է մեծ մուտքային դիմադրություն, ուժեղացման  և հա­մա­փուլ ազդա­նշանի նվազեցման մեծ գործակիցներ, փոքր զրոյի դրեյֆ և  ար­տա­քին գործոնների նկատմամբ մեծ կայու­նություն: Համա­ձայ­նեց­ման կասկադը իրականացնում է մուտքա­յին դի‎‎ֆե­րեն­ցիալ կաս­կա­դի ելքային և ելքային կասկադի մուտ­քային լա­րում­ների համաձայ­նեցում: Ելքային կասկադն ապահո­վում է բեռի վրա հզո­րության ուժեղա­ցում և, որպես կանոն, երկ­տակտ սխե­մայով կա­ռուցված էմիտերային կրկնիչ է:     

Երեք կասկադանոց ԻԳՈՒ-ի պարզեցված էլեկտրական սխե­ման բերված է նկ. 3.77–ում: Մուտքային կասկադը (1) սիմետրիկ մուտ­քով ոչ սիմետրիկ ելքով և էմիտերային հոսանքի կայու­նա­րա­­­րով դիֆերենցիալ կասկադ է: Համաձայնեցնող կաս­կադը (2) նույնպես սիմետրիկ մուտքով ոչ սիմետրիկ ելքով կասկադ է, որի ելքում միացված է ընդհանուր էմիտերով կասկադ (VT7): Ելքային կասկադը AB դասում աշխատող երկտակտ հզո­րության ուժեղա­րար է ( էմիտերային կրկնիչ):

Դաշտային տրանզիստորներով մուտքային կասկադով երկկաս­կադ  ԻԳՈՒ - ի սխեման պատկերված է նկ.3.78-ում: Դաշ­­տային տրան­զիս­­տոր­ներով մուտքային կասկադը ապահովում է ԻԳՈՒ-ի շատ մեծ մուտքային դիմադ­րություն:

Սխեմայում ցույց է տրված ելքային լարման զրոյի բերման շղթայի միացման ելուստները, որոնք միացված են VT5, VT6 տրանզիստորների  էմիտերներին: ԻԳՈՒ-ի սնման լարման աղբյուրից  փոփոխական ռեզիս­տո­րի միջոցով կիրառվում է  շեղման լարում: 

>>

 

3.12. ԻԳՈՒ-ներով  փոփոխական հոսանքի ուժեղարարներ

ԻԳՈՒ-ների կիրառումը փոփոխական հոսանքի ուժեղարար­նե­­րում զգալիորեն պարզեցնում է վերջիններիս սխեմատեխնի­կան: Ընդ որում, հնարավոր է ԻԳՈՒ-ներով փոփոխական հոսանքի ուժեղա­րար­­նե­­րի նա­խա­գծման երկու եղանակ: Առաջին եղանակի դեպքում կիրառվում է RC կապով բազմակասկադ ուժեղարար­նե­րի նախագծման սկզբունքը` փո­խարինելով տրանզիստորային ուժեղարար կասկադները ԻԳՈՒ-ներով (նկ.3.79): ԻԳՈՒ-ի մեծ ուժե­ղացման գործակիցը ապահովում է կաս­կադ­ների թվի նվա­զե­ցում, դրանով իսկ` ուժեղարարի սխեմայի պար­զեցում:    

Նկ. 3.79 - ում բերված է ԻԳՈՒ-ներով փոփոխական հոսանքի ուժե­ղա­րարի սխեման: DA1..DAn ԻԳՈՒ-ներից յուրաքանչյուրն աշ­խա­տում է Kui = Uեi / Uմi = Uեi / Uե(i -1) = - Ri / R(i+1) ուժեղաց­ման գործակցով ուժե­ղա­րա­րի ռեժիմում: ԻԳՈՒ-ների թիվը որոշ­վում է ըստ Ku = Ku1∙Ku2 ∙ ∙ ∙Kun ար­տա­հայտության: Անհրաժեշտ Kui  ուժե­ղաց­ման գործակիցը ապա­հով­վում է Ri, R(i+1) դիմադ­րու­թյունների միջոցով բացասական հետա­դարձ կապի կիրա­ռումով, որը միաժամանակ կայունացնում է ԻԳՈՒ-ի տրանզիս­տորների հանգստի ռեժիմները:   

Այդ սխեմայում (ինչպես և տրանզիստորային ուժեղարա­րում) ուժե­ղարարի հաճախությունների  թողանցման շերտի  սահ­մանային ցածր հա­ճա­խությունը (fսց) որոշվում է կապի RC շղթաների պարամետրերով:

Երկրորդ եղանակի ռեպքում ԻԳՈՒ-ների միջև կապի RկC շղթաները չեն միացվում: Ku ուժեղացման գործակցի ընտրման և հանգստի ռեժի­մի կայունաց­ման նպատակով սխեմայում R1-ի միջոցով մտցվում է ըստ հաստատուն հո­սանքի  բացասական հետադարձ կապ (նկ.3.80): Միա­ժամանակ այդ շղթան  կիրառ­վում է բազմակասկադ ուժե­ղարարի ամպ­լի­տու­դա-հա­ճա­խական բնութագծի ճշգրտ­ման նպատակով: Ուժե­ղա­րա­րի մուտքում և ելքում RC կապի շղթաները պահպանվում են: Մուտքում C1 բաժանիչ կոնդեսատորի միացումը պահանջում է անպայ­ման Rկ1 դիմադրության միացում, քանի որ վերջինիս բացակայության դեպքում ԻԳՈՒ-ի մուտքային հոսանքներով կոնդենսատորը լիցքավոր­վում է: Կոնդենսատորի վրայի լարումը ԻԳՈՒ-ի կողմից ընդունվում է որպես օգտակար ազդանշան: Ար­դյունքում այն ուժեղանալով` շեղում է ել­քային կասկադի տրան­զիստորների հանգստի ռեժիմները, սահմանա­փակում է ելքային լարման առավելագույն արժեքը և առաջացնում  ոչ գծային աղա­վաղում­ներ: Սակայն Rկ1-ի միացումը բերում է ուժեղարարի մուտքային դիմադրության փոքրացման, հետևաբար մուտքային շղթա­յին փոխանցման գործակցի և ուժեղարարի ուժեղացման գործակ­ցի փոք­րացման: Հաշվի առնելով, որ ԻԳՈՒ-ներն ունեն շատ մեծ ուժե­ղաց­ման գործակից, վերջին հանգամանքը կարելի է անտեսել:

Այսպիսով, ԻԳՈՒ-ներով փոփոխական հոսանքի ուժեղարար­ներ նա­խագծման դիտարկված եղանակներից նախընտրելի է երկրորդ եղա­նակը, որի դեպքում ԻԳՈՒ-ների միջև կապի RC շղթաները բացակայում են, հետևաբար ուժեղարարի սխեման պարզեցվում է:

Նկ.3.81-ում պատկերված է երկրորդ եղանակով նախագծ­ված փո­փոխական հոսանքի ուժեղարարի սխեման: Սխեմայում DA1-ի բա­­ցա­սական հետա­դարձ կապի շղթայում միացված է R1,C1,R2,C2 տար­­­րերից բաղկացած շղթան, որը տրանզիս­տոր­նե­րի հանգստի ռեժի­մի կայու­նաց­մանը զուգընթաց ապահովում է անհրա­ժեշտ ուժե­ղացման գոր­ծակ­ցի և ամպլիտուդա-հաճախական բնութագծի ճշգրտման պարա­մետ­րերը:

Զրոյին մոտ հաճախությունների դեպքում C2 կոնդենսատորի դի­մա­դ­րությունը շատ մեծ է  ԻԳՈՒ-ի  շատ մեծ մուտ­քային դիմադրության դեպքում (ինչը գործնականում մեծ մասամբ ապա­­հովված է) ելքային Uե լա­րու­մը լրիվ կիրառվում է  ԻԳՈՒ-ի շրջող մուտքին: Սխեմայում  ունենք 100% - անոց  խորը բա­ցասական հետա­դարձ կապ, և հետադարձ կապի շղթայի   փո­­խանցման գործակիցը հավասար է 1 - ի: Սխե­մայի ուժեղաց­ման գործակիցը կլինի`

Հա­ճա­խու­թյան մեծացումից  Xc1-ը և γu - ն նվազում են: Արդյուն­քում հե­տա­դարձ կապը թուլանում է, և -ն աճում է: C1 և C2 կոն­դենսա­տորների ունակություն­ներն ընտրվում են այնպես, որ հաճախու­թյունների թողանցման շերտում  Xc1 Xc2: Այդ դեպ­քում  և ունի առա­վելագույն արժեք: Հաճախության հետագա մեծացումից, երբ այն գե­րա­զանցում է  թողանցման շերտի վերին սահմանային հաճախությունը  Xc1 , հետադարձ կապը խորա­նում է, և ուժեղացման գործակիցը նվազում է:

Դիտարկված սխեմայի ԼԱՀԲ - ը պատկերված է նկ.3.81 - ում: Սխե­մայի հաշվարկի ժամանակ  R1,C1,R2,C2 տարրերի արժեք­նե­րն ըն­տ­ր­վում են հետևյալ պայմաններից`

ԻԳՈՒ-ի մուտքային հոսանքի ազդեցությունը վերացնելու նպատա­կով չշրջող մուտքում միացվում է R3 ռեզիստորը, և այն հաշվվում է հետևյալ պայմանից`

որտեղ Rե -ն` ԻԳՈՒ-ի ելքային դիմադրությունն է:

ԻԳՈՒ-ներով փոփոխական հոսանքի ուժեղարարներում ան­հրա­­ժեշտ է ապահովել նաև հետևյալ պայմանը`

որտեղ f1-ը  ԻԳՈՒ-ի միավոր ուժեղացման հաճախությունն է :

>>

 

3.13. Ընտրողական ուժեղարարներ

Ընտրողական ուժեղարարներն օժտված են  հաճախու­թ­յուն­­նե­րի  n նեղ թողանցման շերտով, ինչը հնարավորություն է տա­­­­­­լիս դրանք օգ­տագործել սևեռված հաճախության ազդա­նշան­ների ընտրման և  ուժե­ղացման համար: Հաճախա­կանա­յին ընտ­րողա­կա­նությունը այս ուժե­ղա­ր­ար­­նե­րում ապահովում է բարձր աղմ­կա­կայունություն, ինչի  շնոր­հիվ դրանք մեծ կիրա­ռու­­թյուն են գտնում սևեռված հաճախու­թյամբ աշխատող ավ­տոմատ կառա­վարման համակարգերում: Ռադիո­ընդու­նիչ և հե­ռուս­տա­տե­­սային համակարգերում ընտրողական  ուժե­ղա­­րար­ն­երը ծառայում են ընտրելու միայն տվյալ  հաղորդիչ կայանի սևեռ­ված հաճախու­թյամբ ազդանշանները:

 Ընտրողական ուժեղարարի ամպլիտուդա-հաճախա­կան­ բնու­թա­գի­ծը բերված է նկ.3.82-ում: Հաճախությունների թողանց­­ման շերտը որոշվում է 2∆f = fսբ - fսց արտահայտությամբ, իսկ ընտ­րո­ղական հատ­կութ­յունը` Q = f0 / 2∆f բարորակությամբ: Սահ­մա­նա­յին բարձր fսբ և ցածր fսց հաճա­խու­թյունները որոշ­վում են   մակար­դակով: Ռեզոնան­սային  f0  հա­­ճա­խության դեպքում ուժե­ղաց­ման գործակցի մեծությունը Kum է: Այս ուժեղարարներում սահմանային հա­ճա­խությունների  հարա­բերու­թյունը գտնվում է fսբ / fսց = 1.OO1...1.1 տիրույթում:

Ցածր հաճախության ընտրողական ուժեղարարները բացա­սական  հետա­դարձ կապով ուժեղարարներ են, որոնց հե­տա­դարձ կապի շղթա­յում միացված է փոխանցման գործակցի հա­ճա­խա­կա­ն կախվա­ծու­­թյամբ RC շղթա: Բարձր հաճախու­թյուն­ների տի­րույթում ընտրո­ղա­կան ուժեղարար­նե­րը կասկադ­ներ են, որոնց բե­ռի շղթային միացված է զու­գա­հեռ տա­տա­նո­ղական LC կոն­տուր: Բարձր հաճախության ընտրո­ղա­կան ուժե­ղա­­րարները կոչ­վում են ռեզոնանսային ուժեղարարներ:  Ռեզո­նան­սա­յին ուժեղա­րա­րի սխեման բերված է նկ.3.83 -ում: Այն տար­բեր­վում է ընդ­հանուր էմիտերով կասկակադից միայն նրա­նով, որ տրան­զիստորի կո­լեկ­տորի շղթայում R դիմադրությունը փոխա­րին­ված է LC կոնտուրով: Բեռի հետ կապը իրակա­նաց­վում  է  կամ  կոնդենսա­տո­րի  միջոցով,  կամ տրան­սֆորմատորի  երկրոր­դա­յին փաթույթով, որի  առաջ­նա­յին  փա­թույթը ծառայում է իբրև ինդուկտիվություն LC կոն­տու­րի համար:  Ուժե­ղա­րարի  համար­ժեք  սխեման ռեզոնանսային հաճա­խու­թյան դեպքում բերված է նկ.3.83,բ-ում,  իսկ ռեզոնան­սա­յին հաճա­խու­թյունից տարբեր հաճա­խու­թյուն­ների  դեպքում` նկ. 3.83,գ-ում:

 Համարժեք  սխեմաներում  հաշվի  է առնվել,  որ տեղի  ունի  rկէ  >> [(rէ || (rբ + R1||R2 )] պայմանը:

Ուժեղարարի ընտրողական հատկությունը պայմանավոր­ված է նրա­նով, որ ռեզոնանսային կոնտուրի դիմադրությունը ռե­զոնան­սային   հաճախության դեպքում ունի առա­վե­լա­գույն մեծու­թյուն, իսկ f0- ից տարբեր հաճախությունների դեպ­­քում այն խիստ նվա­զում է: Ուժեղարարի ուժեղացման գոր­ծա­կիցն ուղիղ համեմատական է  տրան­զիստորի կոլեկտորի բե­ռի դիմադրու­թյա­նը, հետևաբար այն կփոփոխվի կոնտուրի դի­մադ­րության փոփոխ­ման օրենքով:

Որոշենք կոնտուրի և ուժեղարարի պարամետրերի միջև կա­պը: Ռեզոնանսային հաճախության դեպքում  կոնտուրի  դիմադ­րու­­թ­յունը որոշվում է Qկհամ=Rհամ / Z0 արտահայ­տութ­յամբ, որ­տեղ  կոնտուրի բնութագրիչ դիմադրությունն է, r-ը`ակտիվ դիմադ­րու­թյու­նը:  Կոնտուրի  լավորակությունը  կլինի` Qկ = Z0 / r = R0 / Z0: Նկ.3.83,բ-ում բերված համարժեք սխե­մայից երևում է, որ տրան­զիս­տորի կո­լեկ­տո­րի շղթայում ունենք Rհամ = R0||Rբ||rկէ  համարժեք  դի­մա­դ­րություն, հետևաբար համար­ժեք լավորա­կու­թյունը կորոշվի Qկհամ = Rհամ / Z0 արտա­հայ­տու­­թյամբ:

Ռեզոնանսային հաճախությանը մոտ հաճախությունների  դեպ­քում տրանզիստորի կոլեկտորի շղթայում գործում են նաև L և C պարամետ­րերը: Այդ դեպքում կոնտուրի դիմադրությունը հա­վասար է` (տես նկ 3.83,գ)-ն

Պարզ ձևափոխությունից հետո  վերջին  արտահայտու­թ­յու­նը  կա­րող ենք գրել հետևյալ տեսքով`

Այս հավասարման հայտարարում գտնվող  հաճախու­թյուն­­­ների  տար­բերությունը ձևափոխենք հետևյալ կերպ`

Ռեզոնանսային հաճախությանը մոտ հաճախությունների  դեպ­քում  կարող ենք գրել`

Տեղադրելով (3.139) - ը  (3.138)-ի մեջ կստանանք`

Կամ

Այսպիսով, վերջին հավասարումը ցույց է տալիս, որ ռեզո­­­նանսա­յին հաճախության դեպքում ∆f = O, և ուժեղարարի բեռ­նա­վորման շըղ­թայի |Z| դիմադրությունն ունի առավելագույն արժե­քը: Առավելագույն արժեքը կունենա նաև ուժեղարարի  ուժե­ղաց­­ման գործակիցը: Ռեզո­նան­սային հաճախությունից տարբեր հա­ճա­խությունների դեպքում    ∆f –ը մեծանում է, հետևա­բար փոք­­րա­­­նում են |Z| -ը և ուժեղացման գոր­ծա­կիցը:  Մասնա­վոր դեպ­քում ուժեղացման գործակցի անգամ փոք­րա­ցումը համա­պա­­տաս­խանում է |Z|-ի նույնքան անգամ փոքրաց­մանը: Հավասա­րե­ցնե­լով (3.141) արտահայտության հայտարարը-ի կստա­­նանք`

Եզրակացությունն այն է, որ ուժեղարարի լավորակութ­յու­նը որոշ­վում է կոնտուրի համարժեք լավորակությամբ:

Ռեզոնանսային ուժեղարարները օգտագործվում են տաս­ն­յակ և  հարյուրավոր կիլոհերց հաճախությունների  տիրույթում:  Ցածր  հաճա­խու­թյունների դեպքում այդ ուժեղարարների կիրա­ռու­թյունը հիմնավոր­ված չէ, LC կոնտուրի տարրերի չափսերի մեծ լինելու պատճառով:

Ցածր հաճախության ընտրողական ուժեղարարների կա­ռուց­ված­­քային սխեման բերված է նկ.3.84-ում: Այստեղ Ku ուժե­ղացման գոր­ծակ­ցով ուժեղարարի բացասական հետադարձ կա­պի շղթայում միաց­ված է փոխանցման գործակցի հաճախակա­ն կախվածու­թյամբ շղթան: Հետա­դարձ կապի շղթայի ամպ­լի­տուդա-հա­ճա­խական բնութագիծն ունի նկ. 3.84-ում բեր­ված տեսքը:

Ընտրվող f0  հաճախության դեպքում հետադարձ կապի շղթա­­յի փո­խանցման գործակիցը հավասար է զրոյի: Հետադարձ կապով ուժե­ղարարի K գործակիցը հավասար է առանց հետա­դարձ կապի ուժե­ղարարի Kum գործակցին, քանի որ հետա­դարձ կապը բացակայում է: Ընտրվող  f0 հաճախությունից տար­բեր հա­ճա­խու­թյուն­ների դեպքում հե­տադարձ  կապի շղթայի  փո­­խանցման, ինչպես նաև հետադարձ կա­պով ուժեղա­րարի ուժե­ղացման գոր­ծա­կիցները ձգտում են 1-ի :

Ինչպես երևում է Kuհկ բնութագծի տեսքից, այդպիսի հետա­դարձ կապի շղթայի դեպքում ուժեղարարն աշխատում է ընտրո­ղական ռեժի­մում:

Հետադարձ կապի շղթայում օգտագործվում է ընտրողա­կան RC շղթա: Այդ RC շղթաներից լավագույն ընտրողա­կան հատկու­թյուն­նե­­րով օժտված է կրկնակի T-աձև կամրջակը, որի սխեման և բնու­թա­­գծե­րը բերված են նկ. 3.84-ում: Քվազի­ռեզո­­­նա­ն­­­սային f0 հաճախու­թյան  դեպ­քում կամրջակի փոխանց­ման գոր­­ծակիցը հավասարվում է զրոյի:

Հաշվարկների պարզեց­ման  նպա­­­­տակով վերցվում է R1 = R2 = R,

R3 = R/2, C1 = C2 = C, C3 = 2C: Այդ դեպ­քում ընտր­վող հաճախությունը որոշ­­­վում է հե­տևյալ հավա­սարումով` 

Վերջին հավասարումը ճիշտ է, եթե կամրջակն աշխատում է պա­րապ ընթացի ռեժիմում, իսկ մուտքում միացված է զրոյական ներքին  դիմադ­րությամբ լարման աղբյուր: Կամրջակի ընտրո­ղա­­­կան  հատկու­թյունը պահպանելու նպատակով պետք է օգտա­­­գործել այնպիսի ուժե­ղարար, որի ելքային դիմադրությունը շատ փոքր է, իսկ մուտքային դիմադրությունը` շատ մեծ:

Եթե ուժեղարարը չէ օժտված այդպիսի դիմադրություննե­րով, կամր­­­­ջակի մուտքում և ելքում միացվում են լարման կրկնիչ­ներ:

Ընտրողական ուժեղարարներ նախագծելիս պետք է օգտա­գոր­ծել երկու մուտքային ելուստներ ունեցող ուժեղարար­ներ: Մի մուտքում  միաց­վում է ուժեղացվող ազդանշանի աղբ­յուրը, իսկ մյուս մուտքն  օգտա­գործվում  է հետադարձ կապի իրա­կանաց­ման համար:

Նկ.3.86-ում բերված է ինտեգրալ  ­գործառական  ուժե­­­ղա­­րա­րով և  կրկնակի T- աձև կամրջակով կառուցված ընտրո­ղա­կան ուժեղա­րարի սխեման: T-աձև կամրջակի նորմալ աշխատան­քի վրա ուժե­ղարարի ել­քային և մուտքային դիմադրությունների ազ­դե­ցություն­ները վերացնե­լու նպատակով ուժեղարարի ելքը կա­մր­ջակի մուտ­­­քին և կամրջակի ելքը ուժեղարարի մուտքին միաց­ված են DA2 և DA3 ԻԳՈՒ-ներով լար­ման կրկնիչների միջոցով: Ուժե­­ղացման գոր­ծակ­ցի անհրա­ժեշտ մեծու­թյունն  ապահովվում  է  DA1  ԻԳՈՒ- ի  բա­ցա­սական  հետադարձ  կապի շղթայում միացված R4, R5 ռեզիս­տո­րների արժեքների ընտրումով: Ուժե­­ղացման գոր­ծակիցը որոշ­վում է Kum =1+ R5/R4  հավասա­րու­մով:

>>

 

3.14. Լայն հաճախական թողանցման շերտով  ուժեղարարներ

Էլեկտրոնային մի շարք շղթաներում ուժեղացվող ազդա­նշա­նի հա­ճա­խությունը փոփոխվում է շատ մեծ տիրույթում: Օրինակ, իմպուլ­սային ազդա­նշանների ուժեղարարներում մուտքային իմ­պուլսը բաղ­կացած է հար­մո­­նիկ տատանումների լայն տար­րա­պատ­կե­րով (սպեկ­տրով): Դի­­­տար­կված ուժեղարարներն ունեն համե­մա­տաբար ոչ մեծ հա­ճա­խություն­նե­րի թողանցման շերտ և չեն կա­րող օգտագործ­վել նշված ազդանշաննե­րի ուժեղացման համար: Լայն թողանցման շերտով ուժե­ղարարները կա­ռուցվում են RC կա­պով ուժեղարարների կիրառ­մամբ` դրանցում ավե­լաց­նելով ամպլիտո­ւ­դա-հաճախական բնութագծի ճշգրտող շղթա­ներ: Վերջիննե­րիս մի­ջոցով լայնացվում է ուժեղարարի թողանցման շեր­­տի մեծութ­յունը ինչ­պես ցածր, այնպես էլ բարձր հա­ճա­խու­թ­յուն­­ների ուղղութ­յամբ: Առա­ջին դեպքում ունենք ցածր հաճա­խա­­­կան, երկ­րորդ դեպ­քում`բարձր հա­ճախական ճշգ­ր­տում: Ճշգրտման էությունն այն է, որ ճշգրտող շղթաները մեծաց­նում են ուժեղարարի ուժեղացման գոր­ծակիցը ցածր և բարձր հա­ճախու­թյուն­ների տիրույ­թներում: Ճշգրտման համար օգ­տա­­գործ­վում են  երկբևեռ և քառաբևեռ շղթաներ, որոշ դեպ­քե­րում նաև` հետա­դարձ կապեր:

>>

         

3.14.1. Ցածր հաճախական ճշգրտում

RC կապով կասկադում ուժեղացման գործակցի նվազումը ցա­ծր հաճա­խությունների տիրույթում պայմանավորված է սխե­մայում կոն­դեն­­սատորների առկայությամբ: Հետևաբար ճշգրտման նպա­տակն է թու­լացնել այդ ազդեցությունը: Ցածր հաճախակա­ն ճշգրտումով ընդ­հանուր էմիտե­րով կաս­կադի սխեման բերված է նկ.3.87,ա-ում, իսկ կաս­կադի հա­մար­ժեք սխեմայի  ելքային շղթան ցածր հաճախություն­նե­րի տիրույ­թում` նկ.3.87,բ-ում: Այստեղ ճշգրտող շղթա է R3,C3 –ը, որը միաց­ված է տրան­զիս­տորի կոլեկտորի շղթային և թուլացնում է C2-ի ազդեցու­թյունն ուժեղաց­ման գործակցի վրա:

Ճշգրտման էությունը կայանում է հետևյալում: Միջին հաճախու­թյու­ն­­ների տի­րույ­­թում C2  կոնդենսատորի ազդեցությունն անտեսում ենք:  Ճշգրտող շղթայի պարամետրերն ընտրվում են այնպես, որ այդ տի­րույթում ապահովվում է R3 || Xc3 << R4 պայմանը, և հա­մար­­­ժեք սխե­մայում  R3, C3 ճշգրտող շղթայի ազդեցությունը նու­յ­ն­­­պես կա­րող ենք անտեսել: Հետևաբար միջին հաճախություն­նե­րի տի­րույ­­թում ճշգրտող շղթան չի ազդում կասկադի ուժեղաց­ման գոր­ծակցի վրա, և Uե = UR4 :

Ցածր հաճա­խու­թյունների տիրույ­­թում C2 և C3 կոնդենսա­տոր­­ների դիմադրությունները մեծանում են, և դրանց ազ­­­դեցու­թյունն անտեսել չենք կարող:

Կասկադի համարժեք սխեմայի ելքային  շղթայից ելքա­յին լար­­­­ման համար կարող ենք գրել`

Ելքային լարման արտահայտությունից դժվար չէ  եզրա­կաց­նել,  որ  եթե  ճշգրտող շղթայի պարամետրերն ընտրված են այն­պես, որ UC3 = UC2, ապա կստանանք Uե = UR4 և ցածր  հաճա­խու­թ­յունների  տիրույ­թում կասկադի ուժեղացման գործակիցը կպահ­պանի միջին հաճա­խութ­­յունների դեպքում ուժեղացման գոր­ծակ­ցի արժեքը:

Ուսումնասիրությունները ցույց են տալիս, որ  ցածր  հա­ճա­­խու­թյուն­­ների տիրույթում ուժեղացման գործակցի նվազա­գույն շեղումը  միջին հաճախությունների դեպքում ուժեղացման գոր­ծակցի արժեքից ստացվում է R3 ≈O.4R4 և R3C3 = (R4+Rբ)C2  պայ­մանների ապա­հով­ման  դեպքում:

Ամպլիտուդա-հաճախականային բնութագծի ցածր հաճա­խա­­կան ճշգրտումը դաշտային տրանզիստորներով կասկա­դում իրա­կա­նաց­վում է նույն սկզբունքով ինչ որ երկբևեռ տրան­զիս­տորներով կաս­կադում (նկ.3.87,գ):

>>

 

3.14.2.Բարձր հաճախական ճշգրտում

Ուժեղարարի ուժեղացման գործակցի փոքրացումը բարձր  հա­ճա­խությունների տիրույթում պայմանավորված է տրանզիս­տո­րի h21է ուժե­ղացման գործակցի և կոլեկտորային շղթայում ունա­կությունն­երի դի­մա­դ­­րու­թյունների հաճախակա­ն փոփո­խու­թյամբ: Բարձր  հաճախու­թային  ճշգրտման նպա­տակն այդ ունա­կությունների ազդե­ցության նվա­զեցումն է:

Բարձր հաճախականային ճշգրտմամբ ընդհանուր էմիտե­րով  կաս­կադի սխեման բերված է նկ.3.88,ա-ում, իսկ կասկադի հա­մար­ժեք սխե­մայի ելքային շղթան` նկ.3.88,բ-ում: Ճշգրտումն իրա­կա­նաց­վում է L ինդուկտի­վության միջոցով, որը միացված է տրան­զիս­տորի  կոլեկտորի  շղթային:  Համարժեք սխեմայում C0 - ով նշա­նակված է կոլեկտորային շղթայի լրիվ ունակությունը: L-ը ընտրված է այն­քան, որ ցածր և միջին  հաճախու­թյունների տի­րույթներում դրա դիմադրությունը շատ փոքր է (XL <<R3 ), և այն ուժեղարարի ուժե­ղացման գործակցի վրա չի ազդում: Այդ տի­րույթներում C0 - ի ազ­դեցությունը նույնպես թույլ է և կաս­կադի ուժե­­ղաց­ման գոր­ծակցի վրա չի ազդում:

Բարձր խաճախությունների տիրույթում L, C0 կոնտուրում առ­կա է ռեզոնանս: Ռեզոնանսի շնորհիվ լարումը կոնտուրի վրա մե­­­ծանում է, մեծանում է նաև ուժեղացման գործակցի մե­ծությու­նը և փոխհատուցում է ունակությունների ազդեցությունը:

Ընդհանուր ակունքով կասկադում բարձր հաճախական ճշգր­տու­մը կատարվում է նույն եղանակով: Դաշտային տրան­­զիս­­տորի ըմ­պիչի շղթայում R3 դիմադրությանը հաջոր­դա­բար միաց­­վում է L ինդուկ­տիվությունը:

Միկրասխեմաներում ինդուկտիվության պատրաս­տու­մն ­որո­շակի տեխնալոգիական դժվարություններ ունի, այդ պատ­ճառով այստեղ բարձր հաճախական ճշգրտումն իրակա­նացվում է բացասական հետա­դարձ կապի կիրառումով:

Նկ.3.8,ա-ում բեր­ված են ընդհանուր էմիտերով կասկադի, իսկ նկ.3.88,գ-ում`ընդհա­նուր ակունքով կասկադի բացասական հետա­դարձ կապի միջո­ցով բարձր հաճախական ճշգրտու­մով սխե­մաները: Ի տար­բերություն առանց ճշգրտման կասկադ­նե­րի սխե­մա­ների, որտեղ Cէ,Cա ունակությունները մեծ են, ճշգրտված սխե­մանե­րում դրանք փոքր մեծություններ են:

Ցածր և միջին հաճախությունների տիրույթներում Rէ || XCէ դի­­մա­դ­րությունը մեծ է: Էմիտերային հոսանքի փոփոխական  բա­ղադրիչն այդ դիմադրության վրա ստեղծում է լարման ան­կում, որը R2 -ի միջոցով տրվում  է  տրանզիստորի մուտքին: Կասկա­դում ունենք հաջորդական բացասական հետադարձ կապ, որն ապա­հո­վում է անհրա­ժեշտ ուժե­ղաց­ման գործակից:

Բարձր հա­ճախությունների տիրույթում Cէ - ի դի­մադ­­րութ­յու­նը փոք­րա­նում է, որը հանգեցնում է էմի­տերային շղթայի դիմադրության, հե­տևա­բար և վերջինիս վրայի լար­ման անկման մեծու­թյան նվա­զեցման: Հետադարձ կապը թուլանում է, և ուժե­ղաց­ման գոր­ծա­­կիցը  մեծա­նում է: Արդյունքում h21է -ի և C0 -ի հա­ճա­­խական փո­փոխ­ման պատ­ճա­ռով ուժեղացման գոր­ծակ­ցի փոքրա­ցումը փոխհա­տուց­վում է հետա­դարձ կապի շնոր­հիվ` վերջինիս մեծա­ցումով:

Նույն սկզբունքով աշխատում է ընդհանուր ակունքով կաս­կա­դի ճշգրտման Rա, Cա շղթան:

>>

 

3.14.3. Իմպուլսային ազդանշանի ուժեղարարներ

Թվային և մի շարք այլ սարքերում աշխատանքային ազ­դա­­նշանն ունի իմպուլսային բնույթ: Իմպուլսային ազդանշանն, ի տար­բերություն փոփոխականի, պարունակում է թռիչքաձև փո­փոխ­վող և հաստատուն բաղադրիչներ, որի շնորհիվ իմպուլ­սա­յին ազդանշանի ուժեղարարներն օժտվում են որոշակի առանձ­նա­­հատկություններով: Իմպուլսային ազ­դանշանների բազմու­թ­յունից (ուղղանկյունաձև, սղոցաձև, սեղանաձև ) առա­վելա­պես օգտագործվում է ուղղա­նկյունաձև իմպուլսային ազ­դա­նշանը: Այդ պատճառով դիտարկենք ուղղա­նկյունաձև իմ­պ­ուլ­սային ազ­դա­նշանի ուժեղացման առանձնա­հատկություն­ները:

Հայտնի է, որ ուղղանկյունաձև իմպուլսը բաղկացած է հար­մո­­նիկ տատանումների լայն տարրապատկերից (սպեկտ­րից): Ընդ որում,  իմ­պուլսի առաջին և հետին ճակատները բնորո­շվում են տարրա­պատ­կե­րի  բարձր հաճա­­խական բաղադ­րիչ­­նե­րով, իսկ իմպուլսի գա­գա­թը` դրա ցածր հաճախական բա­ղադ­րիչներով: Հետևաբար իմ­պուլ­սային  ազդա­նշանի` առանց աղա­վաղման ուժեղացման համար պետք է նշված բոլոր բաղադ­րիչ­ները ուժեղացվեն նույն ուժեղացման գործակցով: Աս­վա­ծից բխում է, որ իմպուլսային ազդանշանի ուժեղա­րարը պետք է օժ­տ­­­ված  լինի  հաճախությունների  բացթողման  լայն շեր­տով:

Սա­կայն նույ­­նիսկ լայն թողանցման շերտով ուժեղա­րար­ներն ունեն սահմա­նային ցածր և բարձր հաճախություններ, հետևաբար իմ­պուլսային ազ­դանշանի  ուժե­ղա­ցումը կիրակա­նաց­վի որոշա­կի աղա­վա­ղում­ներով: Իմ­պուլսային ազդանշանի ուժեղարարում օգ­տա­գործվում են ցածր և բարձր հաճախական ճշգրտումով  RC կապով կասկադ­ներ:

Նկ.3.90-ում բերված են ուժեղարարի մուտքա­յին և ելքային ազ­­­դա­ն­շանների տեսքերը: Մուտքային ազդանշանի ճա­կատ­ները բարձր  հա­ճա­խական բաղադրիչներ են և ուժե­ղա­­նալիս աղա­­­վաղ­վում են: Այդ աղավաղվումների շնորհիվ ելքային ազ­դա­նշանի ճակատներն ուղ­ղան­­կյուն չեն: Ելքային իմպուլսի ճա­կատների տևողությունը որոշվում է իմ­պուսի ամպլիտուդի (Uեm) արժեքի 0.1Uեm  և 0.9Uեm  մակար­դակնե­րով:

Նկ.3.90-ում ելքային իմպուլսի առաջնային ճակատի տևո­ղո­ւ­թյունը նշանակված է tճ , իսկ հետին ճակատի (անկման) տևո­ղու­թյունը` tա: Ելքային իմպուլսի գագաթի անկումը (∆Uե)  պայ­մա­­նա­­վոր­­ված է ուժե­ղա­րարի սահմանային ցածր հաճա­խութ­յամբ:

Գտնենք կապը իմպուլսի գագաթի անկման և սահմանա­յին ցածր հաճախության միջև: Իմպուլսի գագաթի անկումը կա­տար­վում է էքսպո­նենտի օրենքով

Գագաթի անկման հարաբերական արժեքը կլինի

Գործնական խնդիրներում tի << τց , հետևաբար կարող ենք գրել τց  = tի / τ

Տեղադրելով τց-ի արժեքը ցածր հաճախությունների տի­րույթում հաճախական աղավաղման գործակցի մեջ կստա­նանք`

Սահմանային հաճախության դեպքում Mց = Mսց =: Հա­­վա­­սարեցնելով Mց գործակիցը  -ի, կստանանք`

Ըստ վերջին արտահայտության սահմանային ցածր հաճա­խական և իմպուլսի տևողության կապը որոշվում է հետևյալ հա­վա­սարումով 

Վերջին հավասարումը ցույց է տալիս, որ իմպուլսի գագաթի փոքր անկում ստանալու համար անհրաժեշտ է փոք­րացնել ուժե­ղարարի ցածր սահմանային հաճախությունը:        

Նշենք, որ իմպուլսի գագաթի անկում առաջացնում է նաև Cէ կոն­դեն­սատորը: Այդ ազդեցությունը թուլացնելու նպատա­կով Cէ-ի ունա­կու­թյունը հաշվում են ωսցCէRէ > 20 պայմանից:

Այժմ դիտարկենք կապը իմպուլսի ճակատների և ուժեղա­րա­րի սահ­մանային բարձր հաճախության միջև: Իմպուլսի ճա­կատ­­ները փո­փոխվում են էքսպոնենտի օրենքով` 

Առաջնային ճակատի տևողությունը որոշվում է Uե = 0.1Uեm   և Uե = =0.9Uեm մակարդակներով: Տեղադրելով այդ արժեքները Uե-ի հավա­սարման մեջ` կստանանք

Բաժանելով վերջին հավասարումները իրար վրա ստացվում է`

որտեղից կարող ենք գրել tճ =– t2 - t1 = τբճ ln9 ≈ 2.2 τբճ: Վերջին հա­վասարումից կստանանք`

Նույն դատողություններով հետին ճակատի տևողության հա­մար ստացվում է հետևյալ արտահայտությունը` tա ≈ 2.2 τբա:

Մեծ մասամբ τբճ = τբա  և այդ դեպքում  tճ = tա  :

Տեղադրելով τբճ-ի արտահայտությունը բարձր հաճա­խություն­­նե­րի տիրույթում հաճախական աղավաղման  գոր­ծակ­­­ցի հավասար­ման մեջ `

Սահմանային բարձր հաճախության դեպքում `   

 Հաշվի առնելով այդ պայմանը` որոշում ենք ωսբ -ի և  tա -ի կապը`

Վերջին հավասարումից եզրակացնում ենք, որ  ելքային  իմ­պուլսի ճա­կատների փոքրացման համար պետք է մեծացնել ուժե­ղարարի բարձր սահմանային հաճախությունը:

>>

 

Ստուգողական հարցեր

1. Թվարկել հաստատուն հոսանքի ուժեղարարների առանձ­նա­հատ­կությունները:

2. Ի՞նչ է զրոյի դրեյֆը և ի՞նչու փոփոխական հոսանքի ուժե­ղա­րար­ներում այն բացակայում է:

3. Զրոյի դրեյֆի փոքրացման ի՞նչ եղանակներ գիտեք:

4. Բացատրել երկբևեռ տրանզիստորներով դիֆերենցիալ կասկադի աշխատանքը:

5. Գծել դաշտային տրամզիստորով դիֆերենցիալ կասկադի սխեման, և բացատրել աշխատանքը:

6. Ի՞նչ նպատակով են կիրառվում ՄԴՄ ուժեղարարները:

7. Անալոգային միկրոսխեմաներում օգտագործվող հաստա­տուն հոսանքի ի՞նչպիսի աղբյուրներ գիտեք:   

8. Անալոգային միկրոսխեմաներում օգտագործվող լարման ի՞նչպիսի աղբյուրներ գիտեք:

9. Որ՞ն է բաղադրյալ տրանզիստորի կիրառման նպատակը:

10. Ի՞նչի է հավասար բաղադրյալ տրանզիստորի ուժեղաց­ման գործակիցը ընդհանուր էմիտերով միացման սխեմայում:

11.Ի՞նչ նպատակով են ուժեղարարներում կիրառում դի­նա­միկ բեռ:

12. Ի՞նչ առավելություններ ունեն ինտեգրալ գործառական ուժե­ղա­րարները (ԻԳՈՒ)  դիսկրետ տարրերով կառուցված ուժեղարար­ների նկատմամաբ:

13. Թվարկել ԻԳՈՒ-ների պարամետրերը և բնութագծերը:

14. Ի՞նչ կասկադներից է բաղկացած ԻԳՈՒ-ի սխեման:

15. Բացատրել ԻԳՈՒ-ներով կառուցված ընտրողական RC ուժե­ղա­րարների ընտրողական հատկության ապահովման սկզբունքը:

16. Ի՞նչ եղանակներով են իրականացվում ցածր հաճախական ճշգրտումները

17. ի՞նչ եղանակներով են իրականացվում բարձր հաճախական ճշգրտումները

18. Որո՞նք են ուժեղարարում իմպուլսային ազդանշանի աղավաղ­ման պատճառները:  

19. Ի՞նչ եղանակներով են ուժեղարարում  նվազեցվում  իմպուլսի առաջին ճակատի աղավաղումները:

20. Ի՞նչ եղանակներով են ուժեղարարում  նվազեցվում  իմպուլսի հետին ճակատի աղավաղումները:

>>

 

ԳԼՈՒԽ 4. ԳՈՐԾԱՌՈՒԹԱՅԻՆ ՇՂԹԱՆԵՐ

Էլեկտրոնային շղթաների մի զգալի մասն օգտագործ­վում է ազ­­դա­նշանների այնպիսի պարզ ձևափոխությունների համար, ինչ­պիսիք են ուժեղացումը, գումարումը, ինտեգրումը, դիֆերեն­ցումը, լո­գարիթ­մումը, ան­տի­լոգարիթմումը, բազմա­պատ­կումը,  և այլն: Այդ շղթա­ները կոչվում են գոր­ծառու­թա­յին շղթա­ներ: Դի­տար­­կենք դրանց սխեմա­ները:

 

4.1 Մասշտաբային  ուժեղարարներ

Մասշտաբային ուժեղարարներն օգտագործվում են մուտ­քա­յին լա­­րումը որոշակի մասշտաբով (ուժեղացման գործակ­ցով) ել­քին հա­ղոր­դելու համար: Դրանք կառուցվում են ինտեգրալ գոր­ծա­­­ռական ուժե­­ղա­րարներում (ԻԳՈՒ) բացա­սական հետա­դարձ  կապի կիրառման միջոցով:

Մուտքային ուժեղացվող ազդանշանի աղբյուրը կարող է միաց­­­վել ԻԳՈՒ-ի ինչպես չշրջող, այնպես էլ շրջող մուտքա­յին ելուստ­­ների և սխե­մայի ընդհանուր ելուստի (հողի) միջև: Առաջին դեպքում ուժեղարարը կոչվում է չշրջող, երկրորդ դեպքում՝ շրջող:

>>

 

4.1.1. Չշրջող  մասշտաբային  ուժեղարար

Չշրջող մասշտաբային ուժեղարարի սխեման բերված է նկ.4.1,ա - ում: ԻԳՈՒ-ի ելքային լարումը R1, R2 ռեզիստոր­ներով կա­­ռուց­ված լար­ման բաժանիչի միջոցով տրվում է շրջող ելուստին, ստեղ­ծե­լով ըստ լարման հաջորդական բացասական հետադարձ կապ:

Հաշվի առնելով, որ ԻԳՈՒ-ի մուտքային դիմադրությունը շատ մեծ է,  մուտքային I հո­սան­քով կարող ենք անտեսել, և հետա­դարձ կապի շըղ­թայի  փոխանցման գործակիցը կորոշվի հետևյալ հա­վա­սա­րու­մով՝ 

Մուտքային Uմ լարումը տրվում է ուժեղարարի չշրջող ելուս­տին R3=R1| |R2 դիմադրության միջոցով: R3-ը միաց­վում է ԻԳՈՒ-ի մուտքային դիֆերենցիալ կասկադի տրանզիստորների շեղման շղթա­յի համա­չա­փությունը պահ­պա­նելու նպատակով:

Մասշտաբային ուժեղարարի ուժեղացման  Ku1 գործակիցը, մուտ­քային Rմ1 և ելքային Rե1 դիմադրությունները  որոշենք` օգտվելով հա­ջոր­դա­կան բացա­սա­­կան հետադարձ կա­­պով ուժեղարարի պարա­մետ­րերի հավա­սա­րումներից՝

որտեղ Ku-ն ԻԳՈՒ- ի ուժեղացման գործակիցն է:

Գործնական սխեմաներում առկա է (R1+R2)<<KuR1 պայ­մա­նը: Ան­տե­սելով (R1+R2) մեծությունը KuR1-ի նկատմամբ՝ ուժե­ղաց­ման գոր­ծակ­ցի համար կստանանք՝

Վերջին արտահայտությունը ցույց է տալիս, որ չշրջող մաս­շտա­բային ուժեղարարի ուժեղացման գործակիցը որոշվում է R1, R2 դի­մադ­րությունների արժեքներով: Հաշվարկների ժամանակ ուժե­­ղաց­ման գոր­ծակցի մեծությունը սովորաբար տրվում է և դի­մադ­րու­թ­յուններից մեկն ընտրվում է, մյուսը հաշվվում (4.1) հա­վա­սարու­մից:

Դիտարկված ուժեղարարը կոչվում է չշրջող, քանի որ ուժե­ղաց­­ման գործակիցը դրական մեծություն է: Դա նշա­նա­կում է, որ մուտ­քային և ելքային լարումները փուլով համ­ընկնում են:  

 Ուժեղարարի Rմ1 մուտքային դիմադրությունը կլինի`

որտեղ Rմ-ն ԻԳՈՒ-ի մուտքային դիմադրությունն է:

(4.2) արտահայտությունից երևում է, որ R1,R2 դիմադ­րու­թյունների հաշվարկով ստացված  Ku1- ի դեպքում, հնարավոր չէ ապահովել պա­հանջվող Rմ1-ը, քանի որ ԻԳՈՒ-ի Rմ և Ku պարա­մետ­րերն ունեն որոշակի արժեքներ: Պահանջվող մուտքային Rմ1 - ն ապահովելու նպատակով ԻԳՈՒ-ի չշրժող մուտքում միացնում են լրացուցիչ R3 դիմադրությունը (միացված է կետագծերով): Այդ դեպքում մուտքային դիմադրությունը կլինի`

Վերջին արտահայտությունից կստանանք`

R3-ի  միացումը փոխում է հաշվարկային  Ku1-ի արժեքը, սակայն այդ փոփոխությունը շատ փոքր է և կարող է անտեսվել:   

Ուժեղարարի ելքային դիմադրությունը որոշվում է հետևյալ հավա­սարումով`

որտեղ Rե -ն ԻԳՈՒ-ի ելքային դիմադրությունն է:

ԻԳՈՒ - ների կիրառությունը փոփոխական հոսանքի շղթաներում  զգալի չափով պարզեցնում է վերջիններիս սխեմատեխնիկան: ԻԳՈՒ - ներով փոփոխական հոսանքի ուժեղարարները դիտարկվում են 3.12 բաժնում: 

>>

 

 4.1.2. Լարման  կրկնիչ

Լարման կրկնիչը 100% բացասական հետադարձ կապով  չշրջող մասշտաբային ուժեղարար է  Լար­ման կրկնիչի սխե­ման բերված է նկ.4.1,բ-ում: Այստեղ ուժե­ղա­րարի ելքային ազդանշանը R ռեզիստորի միջոցով լրիվ կի­րառ­վում է շրջող մուտքին: Հաշվի առ­­նե­լով այն,  որ ԻԳՈՒ-ի ուժեղացման Ku գոր­ծակիցը շատ մեծ է մեկից,  լարման կրկնիչի ուժեղացման գոր­ծակցի համար կստա­նանք հետևյալ արտահայ­տու­թյունը՝  

Լարման կրկնիչը օժտված է էմիտերային կրկնիչի հատկա­նիշնե­րով` մուտքային դիմադ­րու­թ­յուն­ը շատ մեծ է, ելքային դի­մադ­րու­թ­յամբ շատ փոքր: Իրոք, տեղադրելով (4.2) և (4.5) ար­տա­հայտություններում    կստանանք`

Լարման կրկնիչներն օգտագործվում են մեծ ելքային դիմադ­րու­թյամբ սարքի ելքային դիմադրությունը փոքր մուտ­քային դիմադրու­թյամբ բե­ռի հետ համաձայնեցնելու նպատակով, ինչը բերում է առա­­ջինից երկ­րորդին առավելագույն հզորության փոխանց­մա­ն:

>>

 

4.1.3. Շրջող մասշտաբային ուժեղարար

Չշրջող մասշտաբային ուժեղարարի սխեմայում մուտքային և հե­տա­դարձ կապի ազդանշանները միացված են ԻԳՈՒ-ի տար­բեր մուտ­քե­րում:  Շրջող մասշտաբային ուժեղարարի սխեմայում  (նկ.4.2,ա) դրանք միացված են նույն շրջող մուտքին: Արդյուն­քում հաջորական հետա­դարձ կապը կերպափոխվում է զուգա­հեռի:  Չշրջող մուտքային ելուս­տը հողանցված է: R3-ը միաց­վում է` ԻԳՈՒ-ի մուտքային կասկադի հա­մա­­չափությունը ապա­հովելու նպատակով:

Ուժեղացման գործակցի որոշման նպատակով գրենք Կիրխ­հո­ֆի առաջին օրենքը շրջող մուտքի համար: Այն կարտահայտվի հե­տև­յալ հավասարումով՝

ԻԳՈՒ-ի մուտքային դիմադրությունը շատ մեծ է, հե­տևա­բար, դրա մուտ­քային I հոսանքը` շատ փոքր: Անտեսե­լով I հոսանքը՝ կա­րող ենք գրել՝ I1=I2: Նկ.4.2,ա.-ից I1, I2 հո­սանք­ները կորոշվեն հե­տևյալ հավասա­րումներով՝

ԻԳՈՒ-ի ուժեղացման գործակիցը նույնպես շատ մեծ է, հե­տևա­բար դրա մուտքային U լարումը շատ փոքր է (օրինակ, երբ Ku=104, և Uե=10Վ, ունենք U=1մՎ) և այդ փոքր մեծությունը կարող ենք ան­տեսել: Այդ դեպքում կարող ենք գրել՝

Այսպիսով` (4.10) հավասարումից կարելի է եզրա­կաց­նել, որ շրջող  մասշտաբային  ուժեղարարի  ուժեղացման  գործա­կի­ցը ո­րոշ­վում է R1, R2 դիմադրությունների հարա­բ­ե­րութամբ: Հա­վա­սար­ման մեջ բացա­սա­կան նշա­նը ցույց է տալիս, որ ուժեղարարի մուտ­քային և ել­քային լարումնե­րը հակափուլ են: Վերջին հան­­գաման­քով էլ պայ­մա­նավորված է շրջող անվա­նումը: Մասնավոր դեպ­քում, երբ R1 = R2, Uե = - Uմ, և ուժեղարարն աշխատում է շրջող լարման կրկնիչի ռեժիմում:

Ի տարբերություն չշրջող մասշտաբային ուժեղարարի, շրջող ուժե­ղա­րարում ուժե­ղացման գործակիցը կարող նաև փոքր լինել մեկից:

Շրջող ուժեղարարում ունենք զուգահեռ բացասական հե­տա­­դարձ կապ, որի դեպքում  մուտքային Rմ2 և ելքային Rե2 դի­մադ­րությունները որոշվում են հետևյալ հավասարումներով`

Վերջին արտահայտություններից բխում է, որ շրջող մաս­շ­տա­բային ուժեղարարի մուտքային դիմադրությունը որոշվում է շրջող մուտքում միացված դիմադրության արժեքով (R1), իսկ ելքային դիմադրությունը` R2/R1Ku մեծությամբ: Մեծ մուտ­քային և փոքր ելքային դիմադրու­թյուն­ներ ապահովելու նպա­տա­կով պետք է ընտրել մեծ R1Ku:

Մասնավոր դեպքում, երբ  

Դիտարկված ԻԳՈՒ-ով մասշտաբային ուժեղարարներում ան­հրա­ժեշտ մասշտաբային գործակիցն ապահովվում է ԻԳՈՒ-ի մուտ­քային և հետադարձ կապի շղթաներում արտաքինից ռեզիս­տորների միացու­մով:

Արտադրվում են նաև որոշակի մասշտա­բային գործակցով ԻԳՈՒ-ներ, որտեղ հետադարձ կապի ռեզիս­տո­րը պատրաստված է ԻԳՈՒ-ի բյուրեղում: Օրինակ National Semiconductor ֆիրման արտադրում  է LMV101/02/05/10/11 մակ­­նիշի ԻԳՈՒ-ներ: Դրանք ապահովում են  -1, -2, -5, -10 մասշտաբային գործակիցներ: Սխեման ունի ԻԳՈՒ-ի շրջող մուտ­քից դուրս բերված ,Մուտք, ելուստ, որը հնարավորություն է տալիս արտաքինից միացվող ռեզիս­տո­րներով ապահովել անհրաժեշտ մաս­շ­տաբային գործա­կիցը, իրականացնել լարում­ների գումարում և այլն:

>>

 

4.2. Լարումների գումարող և հանող ուժեղարարներ         

Էլեկտրոնային մի շարք շղթաներում ազդանշանների ուժե­ղաց­մանը զուգընթաց անհրաժեշտ է իրականացնել դրանց գու­մար­­­ման կամ հանման գործողություն: Այդ նպատակով օգտա­գործ­վում են ԻԳՈՒ-ների վրա կառուցված գումարող կամ հանող ուժե­ղա­ր­ար­ներ: Գումարող ուժե­­ղա­րարի սխեման բերված է նկ.4.2,բ-ում: Այն շրջող մասշտաբային ուժեղարար է« որի շրջող մուտքին  R11, R12 ռեզիստորների միջոցով կիրառվում են մուտ­քային լա­րումն­ե­րը: Սխե­­մայում R3-ի դերը նույնն է, ինչ որ նախորդ ուժե­ղա­րա­րում և ընտրվում է R3=R11IIR12IIR2 պայ­մա­նից: Որոշենք ուժեղարարի ելքային լարումը: Համաձայն Կիրխ­հո­ֆի առա­ջին օրենքի` շրջող մուտքի համար կարող ենք գրել՝

Հաշվի առնելով, որ ԻԳՈՒ-ի մուտքային դիմադրությունը և ուժե­ղացման գործակիցն ունեն շատ մեծ արժեքներ ,    վեր­ջին հավասարումից կստանանք ՝

Այստեղից Uե  - ն  կորոշվի հետևյալ հավասարումով՝              

 (4.13)-ից երևում է, որ ուժեղարարն իրականացնում է մուտ­քային ուժե­­ղացված  ազդանշանների գումարում շրջումով: Նույն եղա­նա­կով n թվով մուտքային ազդանշանների դեպքում կստա­նանք`    

Գումարում առանց շրջման  իրականացնում է նկ.4.3,ա-ում բեր­ված սխեման: Այստեղ մուտքային գումարվող ազդանշան­ները տրվում են ԻԳՈՒ-ի չշրջող մուտքին: ԻԳՈՒ-ի մուտքային շղթայից կա­րող ենք գրել՝

U2-ը որոշվում է վերադրման եղանակով և հավասար է`

Տեղադ­րելով U1-ը և U2-ը  U-ի հավասարման մեջ՝ ելքային լարման համար կստանանք`

Ստացված արտահայտությունից բխում է, որ սխեման իրա­կա­նաց­նում է մուտքային լարումների գումարում՝ որոշակի մասշ­տա­բով: Մաս­նավոր դեպքում, երբ ընտրվում է R11=R12, ելքային լարու­մը կո­րոշվի հետևյալ բանաձևով              

Նույն եղանակով n թվով մուտքերի դեպքում կստանանք՝ 

    Այժմ դիտարկենք լարումները հանող ուժեղարարի սխեման (նկ.4.3,բ): Այստեղ ԻԳՈՒ-ի երկու մուտքերին կիրառ­վում են հանվող լա­րումները: Օգտվելով նկ.4.3,բ-ից՝ կարող ենք գրել

Վերջին արտահայտությունից ելքային լարման համար կստա­­­նանք

Ստացված հավասարումից բխում է« որ դիտարկված սխե­­ման իրականացնում է մուտքային լարումների հանում` որոշակի մասշ­տաբային գործակիցներով:

>>

 

4.3. Լարում - հոսանք և հոսանք - լարում կերպափոխիչներ

Մի շարք դեպքերում անհրաժեշտ է բեռով (ինդուկտիվու­թյու­նով) հոսող հոսանքը կառավարել լարումով: Այդ նպատակով կիրառվում են ԻԳՈՒ -ներով լարում - հոսանք կերպափոխիչներ:

Չհողանցված բեռով լարում - հոսանք կերպափոխիչների սխե­­­­մաները շրջող  և չշրջող ուժեղարարներով բերված են նկ.4.4,ա,բ-ում: Անտեսելով ԻԳՈՒ - ի մուտքային հո­սանքով և լա­րու­­մով, բեռերով հոսող հոսանքների համար կստանանք`

Բեռով հոսող հոսանքների արտահայտություններից երևում է, որ դրանք բեռի դիմադրությունից կախված չեն: Uմ մուտքային լարումը R1-ի ընտրումով կարող ենք կերպափոխել հոսանքի: Հողանցված բեռով լարում-հոսանք կերպափոխիչի սխեման պատ­­կեր­ված է նկ.4.5,ա-ում: Եթե սխեմայում ապահովված է R3 / R2 = R4 / R1 պայմանը բեռով հոսանքը կլինի` Iե= ­Uմ / R2: R2-ի ընտ­րու­մով Uմ-ն կեր­պափոխվում է ելքային Iե հոսանքի: Նշված պայմանի դեպքում սխեման շատ մեծ ներքին դիմադ­րու­թյունով հոսանքի գեներատոր է:

R1, R2 ռե­զիստորները ընտր­վում են մեծ, որպեսզի դրանցով հոսող հոսանքը լինի փոքր, իսկ R3, R4-ը` փոքր, որպեսզի լարման անկումը դրանց վրա լինի փոքր:

Չհողանցված բեռով հոսանք -լարում կերպափոխիչում մուտ­քային հոսանքը կերպափոխվում է ելքային լարման (նկ.4.5,բ  ):

Ան­­տեսելով ԻԳՈՒ-ի մուտքային I հոսանքով և Uլարումով (մեծ մուտ­քային դի­մադ­րության և ուժեղացման գործակցի պատճա­ռով) կա­րող ենք գրել`

Վերջին արտահայտությունը ցույց է տալիս, որ R2-ի ընտրու­մով մուտ­քային հոսանքը կերպափոխվում է անհրաժեշտ մեծութ­յան լար­ման: Սխեմայի մուտքում n թվով մուտքային հո­սան­ք­ների դեպքում սխեման իրականացնում է դրանց գումարում: Այդ դեպքում     

>>

 

4.4.  Ինտեգրող շղթաներ

Ինտեգրող շղթաները կիրառվում են  որոշակի  ժամանա­կա­հատ­վածում մուտքային ազդանշանի ինտեգրման համար: Ինտեգ­րող շղթայի մուտքային և ելքային լարումների  միջև կապը որոշ­վում է հետևյալ հավասարումով՝

որտեղ k - ն՝  մասշտաբային  գործակից  է, Uե ( 0 ) - ն՝ ելքային լարման սկզբնա­կան արժեքն է t = 0 պահին:

Ինտեգրող շղթաները բաժանվում են երկու խմբի՝ պա­սիվ և ակ­տիվ շղթաներ: Ակտիվ ինտեգրող շղթաները կառուցվում են ին­տեգ­րալ գոր­ծառական ուժեղարարների կի­րա­ռումով:

>>

 

4.4.1. Պասիվ ինտեգրող շղթաներ

Պասիվ ինտեգրող շղթաները RC կամ RL շղթաներ են: Ին­դուկ­տի­վության մեծ չափսերի, ինչպես նաև ինտեգրալ միկ­րո­սխե­­մա­ներում տեխ­­­նոլոգիական բարդությունների պատ­ճա­ռով RL շղ­թա­ները մեծ կի­րա­ռություն չեն գտել: Ինտեգրող RC շղթան բեր­ված է նկ.4.6,ա-ում: 

Այն դեպքում, երբ Uե(0) = 0, ելքային լար­ման հա­մար կարող ենք գրել ՝

Եթե   ապա կարող ենք գրել ՝

Վերջին հավասարումը ցույց է տալիս, որ նշված պայ­մանի դեպ­­քում շղթան աշխատում է մուտքային ազդանշանի ինտեգր­ման ռե­ժիմում: Այդ պայմանի բացակայության դեպքում ինտե­գր­ման ճշգրտու­­­թյու­նը շատ փոքր է:

Պասիվ ինտեգրող շղթաները հիմնականում կիրառվում են իմ­պուլ­սային շղթաներում, որտեղ ազդանշանն ունի ուղղանկյան տեսք (նկ.4.6,բ): Շղթայի աշխատանքը իմպուլսա­յին ազդանշանի դեպ­­­­քում հետևյալն է: Ժամա­նակի t1 պահին մուտքային ազ­դա­նշա­նը գործում է թռիչքաձև: C կոնդենսատորի դիմադրությունը շատ փոքր է R-ի համե­մատ, և թռիչքը լրիվ ընկնում է վերջինիս վրա: Կոնդենսատորի  վրա թռիչքը բացակայում է: t1-ից t2 ժամա­նա­կա­հատ­վածում մուտքում գոր­ծում է հաստատուն լարում, կոնդենսատորը լիցքավորվում է էքսպո­նենտի օրենքով:  Ժամա­նա­կի  tպահին նորից մուտքում ունենք թռիչք, որն ընկնում է R-ի վրա, և ելքում այն բա­ցա­կայում է: Այնուհետև կոնդեն­սատորը  լից­քա­թափվում է:   Նկ.4.6, բ­-ից տես­նում ենք, որ ելքային ազ­դա­­նշանն ուղղանկյուն չէ, հե­տևա­­բար, ինտեգրող շղթան աղավա­ղում է մուտքային իմպուլ­սի տես­քը:

Տեսական ինտեգրման դեպքում t1-ից t2 ժամանակա­հատ­վա­ծում, երբ մուտքում ունենք հաստատուն լարում, ելքային լա­րումը պետք է փոփոխվի գծային օրենքով (U­ե = Uմ t / RC), սակայն իրա­կա­նում այն փոփոխվում է էքսպոնենտի օրենքով և բնո­րոշվում է հե­տևյալ հավա­սարմամբ՝

 

Օգտագործելով Մակլերոնի շարքը,   կարող ենք գրել հետևյալ տեսքով՝   

Սահմանափակվելով շարքի առաջին երեք անդամնե­րով՝ (4.18)-ից ելքային լարման համար կստանանք հետևյալ արտա­հայ­տու­թյունը՝

Վերջին հավասարման աջ մասում առաջին անդամը ներ­կա­յաց­նում է տեսական ինտեգրման արդյունքը: Երկրորդ անդամն ին­տեգ­րման սխալն է: Ինտգրման սխալն ունի առավելա­գույն ար­ժեք t = tի դեպքում  և որոշվում է հետևյալ հա­վա­սարումով ՝

Ինտեգրման առավելագույն հարաբերական սխալը կլինի՝

Հաշվարկների ժամանակ տրվում են , Uմ, մեծու­թ­յուն­նե­րը: Օգտվելով (4.21) հավասարումից՝ որոշում են τ-ն, իսկ RC տար­րե­րից մեկն ընտրում են, մյուսը՝ հաշվում:

Պասիվ ինտեգրող շղթաները կիրառվում են միայն ոչ  մեծ ճըշգր­տու­թյամբ ինտեգրման նպատակով: Իրոք, ենթադ­րենք ան­հրա­­ժեշտ է, որ t = tի դեպքում ինտեգրման սխալը չգերազանցի 1%: Տե­ղադրելով (4.21) հավասարման մեջ = 0.01՝ կստանանք τ = 50tի: τ-ի այդ ար­ժե­քի դեպքում, համաձայն (4.19)-ի ելքային լա­րու­մը 50 ան­գամ փոքր է մուտ­քա­յին լարումից« որը տնտե­սա­պես շահավետ չէ:

>>

 

4.4.2. Ակտիվ ինտեգրող շղթաներ

Մեծ ճշգրտությամբ ինտեգրման համար օգտագործվում են ակ­տիվ ինտեգրող շղթաներ` կառուցված ինտեգրալ գոր­ծա­ռա­կան ու­ժե­ղա­րար­ների վրա:

Դիտարկենք պարզագույն ակտիվ ինտեգրող շղթայի սխե­ման (նկ.4.7,ա): ԻԳՈՒ-ի բացասական հետադարձ կապի շղթա­յում միացված է C կոնդենսատորը,  իսկ շրջող մուտքին՝ R ռեզիս­տորը: 

Հաշվի առնելով, որ ԻԳՈՒ-ն ունի շատ մեծ մուտքային դի­­­­մադ­­­­­րու­թյուն և ուժեղացման Ku գործակից` կարող ենք ան­տե­սել U և i մեծու­թյուն­ները և գրել՝

Ելքային լարման հավասարումից եզրակացնում ենք, որ դի­տարկ­ված ակտիվ շղթան ինտեգրող է: Այդ հավասարումը ստաց­վել է մուտ­քային և ել­քային լարումների միջև առանց որևէ պայ­մանի ընդունման, և դրանք կարող են փոփոխ­վել միևնույն միջակայ­քում: Դա նշա­նակում է  ինտեգրման ճշգրտությունը կախ­­ված չէ մուտքային լար­ման արժեքից:

Ինտեգրման սխալի ա­ռա­ջացման պատ­ճառ կարող է հան­դի­սա­նալ ԻԳՈՒ-ի ելքում լարման առ­կայու­թյունը,  մուտքում՝  լար­ման բացա­կայու­թյան դեպքում: Սա­կայն շեղ­ման լարման կիրա­ռումը վերացնում է այդ սխալը: Սխալի մեկ այլ աղբյուր է մուտ­քա­յին հոսանքների տարբե­րու­թյունը: Վեր­ջի­նիս ազդեցու­թյունը վերացնելու նպատակով ԻԳՈՒ-ի չըշր­ջող մուտ­քում միաց­վում է R1 ռեզիստորը: ԻԳՈՒ-ի մուտ­քա­յին հո­սանք­­նե­րը R և R1 ռե­զիս­տոր­ների վրա առաջացնում են Iմ1R և Iմ2R1 լարման ան­կումներ, որոնց U տարբերությունը գործում է դի­ֆե­րենցիալ մուտ­քում: Այդ հոսանքների տարբերության ազ­դե­ցու­թ­յունը վերացնելու հա­մար R1-ը ընտրվում է հետևյալ պայմանից՝

Ինտեգրման սխալի առաջացման պատճառ է նաև ԻԳՈՒ-ի ուժե­ղաց­­­ման գործակցի սահմանափակ լինելը (ել­քա­յին լարման արտա­հայ­տությունը ստացել ենք՝  ենթադրելով, որ ուժե­ղա­րարի ուժե­ղացման գոր­ծա­կիցն ան­սահ­ման մեծ է):

Գնահատենք ԻԳՈՒ-ի վերջավոր ուժեղացման գործակ­ցի ազ­­դե­ցու­թյունն ինտեգրման սխալի վրա: Դիտարկված սխե­մայում C-ի մի­ջո­ցով օգ­տա­գործ­ված է ըստ լարման զուգահեռ հետա­դարձ կապ, որի դեպ­քում ուժեղացման գործակիցը որոշվում է հե­տևյալ հա­վասարումով [2]`

որտեղ τա = KuRC: Այդ հավասարումը ցույց է տալիս« որ ակտիվ ին­­­տե­գ­րող շղթան նույնպես իներցիոն շղթա է, բայց ի տարբե­րու­թյուն պա­սիվ իներցիոն շղթայի՝ օժտված է Ku ան­գամ մեծ ժամա­նակի հաս­տա­տու­նով, հետևաբար ինտեգրման սխալի առավե­լագույն ար­­ժե­քը ակտիվ ինտեգրող շղթայում նույնքան անգամ փոքր է: Իրոք, փո­խարինելով արտա­հայտության մեջ  կստանանք՝

Ինտեգրման սխալի աղբյուր է նաև ԻԳՈՒ-ի հա­ճախութ­յուն­նե­րի թո­ղանցման շերտի վերջավոր մեծությունը: Վեր­ջինիս պատ­­ճառով իմ­պուլ­սային մուտքային լարման դեպքում ել­քային լա­րու­մը փոփոխվում է որոշակի հապաղումով: Այդ սխալը փոք­րաց­նելու նպա­տակով պետք է   օգտագործել առավելագույն   բաց­թողնման շերտով ԻԳՈՒ կամ իրա­կա­­նացնել հաճախական բնու­թագծի արտաքին ճշգրտում: Արտաքին ճշգրտումը կատարվում է սխեմայում C1 կոնդենսատորի միացումով (նկ.4.7,բ): C1-ընտրվում է հավասար 4C-ի:

Ինտեգրման լրացուցիչ սխալ կարող են առաջացնել C կոն­դեն­սա­տորի կորստյան հոսանքները: Համեմատաբար ավելի փոքր կորս­տյան հոսանքներ ունեն կերամիկական կոնդեն­սա­տորները, և ա­ն­հրա­ժեշտ է ինտեգրատորներում օգտա­գործել այդ տեսակի կոնդենսա­տոր­ներ:

Որոշ դեպքերում ինտեգող շղթայի սկզբնական լարումը պետք է ունենա զրոյից տարբեր որոշակի մեծություն: Նման դեպքերում օգտա­գործվում է նկ. 4.8,ա-ում պատկերված սխե­ման: Սխեմայում S1, S2 -ը բանալիներ են: S1-ի միացված, S2-ի անջատված վիճակում ԻԳՈՒ-ն աշխատում է զրոյական սկզբնական լարումով ինտեգրող շղթայի ռեժիմում: Սկզբնական լարման ապահովման համար S1-ը անջատվում է, S2-ը` միաց­վում: Սխեմայի մուտքում գործում է Uմ2 հաստատուն լա­րումը, և τ = R2∙C ժամանակի հաստատունով անցողիկ պրոցեսից հետո ելքում հաստատվում է հաստատուն Uե0 = - ( R2 / R1) Uմ2 լարումը:          

Այնու­հետև S1-ը միացնելուց և S2-ը անջատելուց հետո սխեման սկսում է ինտեգրել մուտքային Uմ1(t) լարումը τ = R∙C ժամա­նա­կի հաստատու­նով սկսելով Uե0 արժեքից: Burr-Brown ֆիրմայի կողմից արտադրվում ASF2101 մակնիշի երկ­ուղի ինտեգրատոր` բաղկացած երկու ԻԳՈՒ-ներից, երկու բանա­լի­ներից և երկու կոնդենսատորներից:   

Որոշ սխեմաներում կիրառվում են ինտեգրատոր - գու­մա­րիչ­ներ, որոնք կատարում են մի քանի տարբեր ազդա­նշանների աղբ­յուր­ներից եկող ազդանշանների ինտեգրում (նկ.4.7,բ): Ին­տեգ­րա­տոր-գումա­րիչի ելքային լարումը որոշ­վում է հետևյալ ար­տա­հայ­­տությամբ`

Ինտեգրման ժամանակի հաստատունները կարող են լի­նել ինչ­պես հավասար, այնպես էլ տարբեր (ընտրվում են R1-ի և R2-ի արժեքնե­րով):       

>>

 

4.5. Դիֆերենցող շղթաներ

Դիֆերենցող շղթաների մուտքային և ելքային լարում­նե­րի մի­ջև կապը որոշվում է հետևյալ արտահայտությամբ՝

որտեղ K - ն մասշտաբային գործակից է:

Դիֆերենցող շղթաները բաժանվում են երկու խմբի՝ պա­սիվ և ակ­տիվ:

>>

 

4.5.1. Պասիվ դիֆերենցող շղթաներ

Պասիվ դիֆերենցող շղթաները նույնպես RC կամ LC շղթա­ներ են: Նկ.4.9-ում բերված է պասիվ դիֆերենցող RC շղթան: Այդ շղ­թա­յում լարումների միջև կապը որոշվում է հետևյալ հավա­սա­րումով՝

Ստացված արտահայտությունից բխում է« որ dUե(t)/dt << dUմ(t)/dt պայ­­­մանի դեպքում ելքային լարումը ընդունում է հետևյալ տեսքը`

Վերջին արտահայտությունը ցույց է տալիս, որ վերոհիշյալ պայ­մանի դեպքում սխեման դիֆերենցող շղթա է:

Դի­ֆե­­րենց­ման սխա­լը որոշվում է dUե(t)/dt մեծությամբ: Այն գնահա­տե­լու հա­մար դիֆե­րեն­ցենք վերջին հավասա­րումը՝

 Տեղադրելով այն (4.24) հավասարման մեջ` կստանանք հե­տևյալ արտահայտությունը՝

Վերջին երկու հավասարումների համեմատությունը ցույց է տալիս, որ դիֆերենցման սխալը փոքր է հետևյալ պայ­մանի դեպ­քում ՝       

Իսկ այդ պայմանը ցույց է տալիս« որ սխալը փոքրաց­նե­լու հա­մար պետք է փոքրացնել   ժամանակի հաստա­տունը: Սա­կայն τ-ի փոք­րացումը բերում է ելքային լարման նվազեցման, ինչը սահ­մանա­փա­կում է սխալի մեծության նվազագույն ար­ժե­քը: Ակն­հայտ է« որ դիֆե­րենց­ման սխալը մեծ է մուտքային լար­ման արագ փո­փո­խու­թյունների տիրույթում և փոքր է փոփոխման հաստատուն արա­գության դեպ­քում:   

Սինուսոիդային մուտքային լարման դեպքում պետք է ապա­հո­վել պայմանը, հաշվի  առնելով  սակայն,  որ  սխալի փոք­րաց­մանը  զուգընթաց փոքրանում է նաև ելքային լարումը:

Իմպուլսային սարքերում մուտքային լարումն ունի ուղղանկ­յան տեսք (նկ.4.8): Ժամանակի t1 և t2 պահերին մուտքային լա­րու­մը փո­փոխվում է թռիչքաձև և,  եթե X C << R, այդ թռիչքը փո­խանց­վում է ելք: t1-ից t2 ժամանակահատ­վա­ծում մուտքում լա­րումը հաս­տա­տուն է, և C-ի վրա լարումն աճում է էքսպոնենտի օրենքով: Ելքային լա­րու­մը նվազում է հակառակ օրենքով: Ան­սխալ դիֆերենցման դեպ­քում t1 և t2 պահերին ելքային լարումը պետք է ունենա անվերջ մե­ծու­թյուն, իսկ t1-ից t2 ժա­մանա­կա­հատ­վածում՝ զրո արժեք: Սա­կայն, ինչպես երևում է նկ.4.8,բ-ից, այդ արժեք­ները տարբերվում են տեսական արժեքներից, հետևա­բար դիֆե­րեն­ցումն իրակա­նաց­վում է որոշակի սխալով: Ճշգրիտ դի­ֆե­րենց­ման համար պայ­մանը պետք է բավարարվի բո­լոր հաճա­խութ­յունների համար: Իմ­պուլսային ազդանշանի հա­ճա­­խա­կան տար­րա­պատկերը սահ­մանափակվում է   բարձր հաճախութ­յամբ և, եթե այդ պայ­մանը բավարարվում է   արժեքի դեպքում, այն կբա­վարարվի  հաճախու­թյուն­ների դեպքում: Գործնական հաշ­վարկ­ների ժա­մա­նակ դիֆե­րենց­ման բավարար ճշգրտություն և ելքային լար­ման ամպ­­լիտուդ ապահովելու նպատակով օգտվում են պայ­մանից:

Դիֆերենցող շղթայի ելքային լարման նկ.4.8-ում բերված տեսքն ապա­հովվում է իդեալական պայմանների դեպքում, երբ մուտ­­­քային լար­ման աղբյուրի ներքին դիմադրությունը և ճա­կատ­­նե­րի տևողություն­ները զրո են, և բացակայում են պարա­զի­տա­յին ունակու­թյուն­­ները:

Իրա­­կանում այդ գործոն­ներն առկա են, և ել­քային լարման տեսքը փոխ­վում է: Ներքին դի­մադ­­րութ­յան ոչ զրո­յա­կան արժեքի պատ­ճառով փոք­րանում է ելքա­յին իմպուլսի ամպ­լի­տուդը և մեծանում տևո­ղու­թյունը: Մուտ­քա­յին լար­ման ճա­կատ­նե­րի վերջավոր տևողության պատ­ճառով ել­քային լարման ճակատ­նե­րի տևողությունները մեծա­նում են, իսկ ամ­պ­լի­տուդը նվա­զում է: Ճա­կատների տևողության ազ­դե­ցու­թյու­նը կա­րե­լի է անտեսել, եթե  ժամանակի հաս­տա­տու­նը ընտր­ված է tմճ < 0.2RC պայ­մա­նից: Պա­րա­զիտային ունա­կություն­ները մե­ծաց­նում են ելքային իմ­պուլս­նե­րի տևողու­թյունը: Այդ ազդե­ցությունը վե­րա­­նում է` C-ն ընտ­րե­լով 5 անգամ մեծ պարազիտային ունա­կու­թյուն­նե­րից:

>>

 

4.5.2. Ակտիվ դիֆերենցող շղթաներ       

Պասիվ դիֆերենցող շղթաների թերությունները մասամբ վե­­­րաց­ված են ակտիվ դիֆերենցող շղթաներում: Վերջիններում օգ­­­տա­­­գործ­­­­վում են ԻԳՈՒ - ներ (նկ.4.10):

Ակտիվ դիֆերենցող շղթան տար­բերվում է ինտեգրող շղթա­յից միայն նրա­նով, որ կոնդենսատորը միաց­­ված է ԻԳՈՒ-ի մուտ­քային, իսկ ռեզիստորը՝ ելքային շղ­թաներին:

 Որոշենք ելքային և մուտքային լարումների կա­պը: Հաշ­վի առ­­­նե­լով, որ ԻԳՈՒ-ի մուտքային դիմադրությունը և ուժե­ղաց­ման գոր­­ծակիցը շատ մեծ են, i հոսանքը և U1(t) լարու­մը կարող ենք ան­տեսել: Այդ դեպ­քում կարող ենք գրել հե­տևյալ արտա­հայ­տու­թ­յուն­ները՝

Վերջին հավասարումը ցույց է տալիս, որ շղթան դիֆերեն­ցող է: Դի­ֆերենցման սխալը պայմանավորված է ԻԳՈՒ-ի ուժե­ղաց­ման գոր­ծակցի և մուտքային դիմադրության վերջավոր մեծութ­յուն­նե­րով:

Դիտարկված սխեման (նկ.4.10,ա) գործնական մեծ կիրա­ռու­թյուն չունի, քա­նի որ բարձր հաճախությունների տիրույթում փուլային շե­ղում­­նե­րի մեծացման պատճառով առաջանում է ինքնագրգռում: Այդ թե­րու­թյունը մասամբ վերացված է նկ. 4.10,բ-ում բերված սխե­մայում, որ­տեղ C-ին հաջորդաբար միացված է R1-ը: Վերջինս ընտր­վում է այն­պես, որ բարձր հաճախություննե­րի տիրույթում UC­1 << UR1, և սխե­ման աշխա­տում է շրջող մաս­շտա­­բային ուժեղա­րարի ռեժի­մում, հե­տևաբար ինք­նագրգռումը բացակայում է:

          >>

         

4.6. Դիմադրությունների ինվերտորներ

Որոշ դեպքերում անհրաժեշտ է օգտագործել բացասական դի­մադ­րություն, օրինակ, տատանողական կոնտուրում կորուս­տ­ների նվազեց­ման և լավորակության բարձրացման նպատա­կով: Սովորական երկ­բևե­ռներում լարման և հոսանքի ուղղությունները համընկնում են, հե­տևաբար երկբևեռի R = U/ I դիմադրությունը դրական մեծություն է: Իսկ եթե երկբևեռին կիրառ­ված լարման և դրանով հոսանքի ուղղություն­նե­րը չեն համընկնում, R=U/I դիմա­դ­րու­թյունը բացասական մեծություն է: Այդ դեպքում ասում են երկբևեռն օժտված է բացասական դիմադ­րու­թյամբ: Ֆիզիկորեն դա նշանակում է որ այդ երկբևեռը էներգիան չի ցրում, այլ տալիս է արտաքին շղթային: Այդ պատճառով  բացասական դի­մա­դ­րություն կարող է իրականացվել միայն ակտիվ շղթաների միջո­ցով, որոնք կոչվում են դիմադրության ինվերտորներ: ԻԳՈՒ-ով դիմադ­րության ինվերտորի սխեման պատկերված է նկ.4.11 ,ա-ում:

Որոշենք I1 և I2 հոսանքները: Նկ.4.11, ա-ից կարող ենք գրել`

ԻԳՈՒ- ի մուտքում լարումը հավասար է U = U1 - U2 = 0, հե­տևա­բար U1 = U2 և I2 = (Uե - U2) / R = (Uե - U1) / R = - I1:  

Հաշվի առ­նելով, որ սխեմայի մուտքային դիմադրությունը որոշ­վում է Rմ = U1/ I1 հավասարումով, իսկ R2 =U2 / I2 ,  կստա­նանք ` R1= - R2: Դա նշանակում է, որ դիտարկված սխեմայի մուտ­քային դիմադրու­թյու­նը բացասական է, և այն կարող է օգ­տա­գործվել որպես դիմադրության ինվերտոր: Անհրաժեշտ դի­մադրու­թյունն ապահովվում է սխեմայի շրջող մուտքում նույն  դիմադ­րությամբ ռեզիստորի միացումով:

Հարկ է նշել, որ սխեմայում դրական հետադարձ կապի առկայու­թյունը (R-ով ելքից չշրջող մուտք) կարող է հանգեցնել սխեմայի ան­կայու­նության: Դրանից խուսափելու համար պետք է որ դրական հետա­դարձ կապի խորությունը լինի ավելի փոքր բացասական հետադարձ կապի խորությունից: Դիտարկված սխեմայի համար մուտքային ազդա­նշանի աղբյուրի ելքային R1 դիմադրությունը պետք է փոքր լինի R2-ից:

Դիմադրության ինվերտորի կիրառման օրինակ է չշրջող ին­տեգրա­տորի սխեման, որը բերված է նկ.4.11, բ-ում: Սխեմայում դիմադրության ինվերտորի մուտքային ազդանշանի աղբյուրը ինտեգրող RC շղթան է, որի համար բեռ հանդիսանում է - R բա­ցա­սական դիմադրությունը: Փո­խարինելով ինվերտորը դիմադ­րու­­թյունով կսատանանք չշրջող ինտե­գրա­­տորի փոխարինման սխեման նկ. 4.11, գ-ում պատկերված տեսքով:

Օգտվելով նկ.4.11,գ - ից սխեմայի փոխանցման ֆունկ­ցիայի հա­մար պարզ ձևափոխությունից հետո կստանանք`

Ստացված արտահայտությունը ցույց է տալիս, որ սխեման չշրու­մով ինտեգրատոր է: Հաշվի առնելով, որ ԻԳՈՒ-ն աշխատում է չշրջող մասշտաբային ուժեղարարի ռեժիմում, որի ուժեղաց­ման գործակիցը 2 է , չշրջող ինտեգրատորի փո­խանցման ֆունկցիան կընդունի հետևյալ տեսքը`   

>>

 

4.7.  Գիրատորներ

Գիրատորը քառաբևեռ է, որի Zմ լրիվ մուտքային դիմադրու­թյունը որոշվում է բեռի Zբ լրիվ դիմադրության հակադարձ ֆուն­կ­ցիայով, այ­սինքն ապահովված է Zմ Zբ = k2, որտեղ k-ն որոշակի հաստատուն է: Մասնավոր դեպքում գիրատորը կարող է ինդուկտիվ դիմադրությունը կեր­պա­փոխել ունակային դիմադրության և հակառակը:

Էլեկրոնային որոշ սխեմաներում օգտագործվում են մի քանի հարյուր հենրի մեծության ինդուկտիվ դիմադրություններ, որոնք շատ մեծ գաբարիտներով և թանկ սարքավորումներ են: Դրանց գաբարիտ­ների փոքրացման և ինքնարժեքի իջեցման նպատա­կով կարող են օգտագործվել ինդուկտիվության գիրատորներ: Իդեալական գիրա­տո­րի հավասարումները Y պարամետրե­րի համակարգում ունեն հետևյալ տեսքը`

Հավասարումներից բխում է, որ գիրատորի մուտքային հո­սան­քը համեմատական է իր ելքային լարմանը և հակառակը:

Գիրատոր կարող կառուցվել երկու դիմադրությունների ին­վեր­տոր­­նե­­րով (Նկ. 4.12,բ ): Դրանում  համոզվելու  համար  դրանց  մուտ­­­քային շղթաների համար գրենք Կիրխհոֆի առաջին օրենքը (ըն­դունում ենք, որ ԻԳՈւ-ները իդեալական են )

	 Նկ.4.12. Քառաբևեռ  (ա)  և Երկու ԻԳՈւ-ներով  գիրատորի սխեման(բ)

Հավասարումներից դուրս մղելով U3 և U4 -ը` կստանանք`

Ստացված արդյունքները համապատասխանում են քառա­բևեռ-գիրատորի ( 4.31) ,( 4.32) հավասարումներին:

Դիտարկենք գիրատորի կիրառման մի քանի օրինակներ:

Միացնենք  գիրատորի  սխեմայում  R2  ռեզիստորը  (նկ.4.13): Այդ դեպ­քում I2  = U2 / R2 : Տեղադրելով այն (4.33)-ում`  կստա­նանք հետևյալ արտահայտությունները`

Վերջին արտահայտությունից բխում է, որ գիրատորի ձախ մուտ­­քային դիմադրությունը հավասար է

Այսպիսով կարող ենք եզրակացնել, որ գիրատորի մուտ­քային դիմադրությունը հակառակ համեմատական է բեռի դիմա­դրությանը: Տվյալ դեպքում k2 = R2 : Այդ եզրակացությունը ճիշտ է նաև մուտքային և ելքային լրիվ (կոմպլեքս) դիմադրություն­նե­րի դեպքում`

 ( 4.35) - ը ցույց է տալիս, որ գիրատորի ելքում միացնելով կոնդեն­սա­տոր C2, մուտքում կստանանք `

որը ոչ այլ ինչ է, եթե ոչ լրիվ ինդուկտիվ դիմադրություն

Ստացվեց շատ կարևոր հատկություն` միացնելով գի­րատո­րի ել­քում բարձորակ կոնդենսատոր, գիրատորի մուտքը կարող է օգտա­գործվել որպես ինդուկտիվություն: Ընտրելով R-ը` կարող ենք շատ փոքր ունակությամբ ստանալ շատ մեծ ինդուկտի­վու­թյուն: Օրինակ, ընտրելով C2 =1մկՖ և R = 10կՕմ, համարժեք ին­դուկտիվությունը կլինի 100Հն: Միացնելով գիրատորի մուտքում բարձորակ կոնդենսատոր` կա­րելի է ստանալ բարձր որակի տա­տանողական կոնտուր: Եթե ստաց­ված ինդուկտիվությամբ անհրաժեշտ է ապահովել մեծ հոսանք, առա­ջին ԻԳՈՒ-ն ընտր­վում է հզոր, իսկ երկու մուտքային ռեզիստոր­ները` փոքր իրար հավասար դիմադրություններով:      

Դիտարկված գիրատորի ,դասական , սխեմայում անհրա­ժեշտ է միացնել յոթ մեծ ճշգրտությամբ ընտրված ռեզիստորներ: Նկ.4.13-ում պատկերված են գիրատորների սխեմաներ, որտեղ չի պահանջվում պարամետրերի այդպիսի խիստ համաձայ­նե­ցում: Նկ.4.13,ա-ի հո­սան­ք­ների և լարումների համար կարող ենք գրել`

Վերջին հավասարումներից Z(jω)1 - ի համար կստանանք`         

Եթե Z-ը փոխարինենք կոնդենսատոր C-ով, ապա գիրատորի մուտ­­քային դիմադրության համար կստանաք `

այսինքն` գիրատորը ծառայում է որպես ինդուկտիվություն

Նկ.4.13,ա-ում փոփոխելով C-ի և R4-ի տեղերը` կստանանք ունա­կության բազմապատկիչի սխեմա: Իրոք, դժվար չէ համոզ­վել, որ այդ դեպքում կստանաք`

այսինքն գիրատորի մուտքային դիմադրությունը մի համարժեք ունա­կություն է, որը որոշվում է հետևյալ հավասարումով`

Ընտրելով R2∙R4 » R1∙R3-ը` կարող ենք իրականացնել միաց­ված կոն­դենսատորի ունակությունից շատ ավելի մեծ ունակու­թյուն, այսինքն ստանալ` ունակության բազմապատկում:

Վերջապես, ավելի պարզ` մեկ ԻԳՈՒ-ով ինդուկտիվության գիրա­տո­­րի սխեման պատկերված է նկ. 4.13,բ-ում :

Սխեմայի առանձին մասերում լարումները և հոսանքները կար­տա­հայտվեն հետևյալ արտահայտություններով`

Հավասարումների համակարգի լուծումից ստանում ենք

Որպեսզի հաճախական լայն տիրույթում, այդ սխեման աշխատի որպես ինդուկտիվության գիրատո­ր, անհրաժեշտ է ապահովել R2 << R1 պայ­մա­նը: Այդ դեպքում կունենանք ωCR2<<1 և մոտավորապես կստա­նանք`

Դա նշանակում է, որ այդ սխեման ծառայում է որպես ինդուկ­տի­վություն L = CR2R1 մեծությամբ, որի ակտիվ դիմադրու­թյու­նը R2  է:

Օրինակ R1=10ՄՕմ, R2 =20 Օմ, C =1ՄկՖ վերջին սխեման ապա­հո­վում է 200 Հն ինդուկտիվություն 20 Օմ ակտիվ դիմադ­րությամբ: Հա­ճախությունը, որից սխեմայում գերակայում է ակտիվ դիմադ­րու­թյունը 0,016Հց է, իսկ վերին սահմա­նային հաճախությունը որի դեպքում ապա­հով­վում է  ωCR2<<1 պայմանը` 8կՀց:   

>>

 

4.8. Լոգարիթմող ուժեղարարներ

Լոգարիթմող ուժեղարարներն օգտագործվում են ելքա­յին և մուտ­քային լարումների միջև Uե=KlnUմ առնչությունը ապահո­վե­լու նպա­տակով, որտեղ K-ն մասշտաբային գործակից է:

Լոգարիթմող ուժեղարարում ԻԳՈՒ-ի բա­­­­ցա­սական հետա­դարձ կա­պի շղթայում միացվում է դիոդ կամ տրան­զիս­տոր, իսկ մուտ­քային շըղ­թայում` ռեզիս­­տոր (նկ.4.14,ա): Հետադարձ կա­պում դիոդով (նկ.4.14,ա-ում դիոդը միացված է կետագծերով) լոգարի­թմող ուժեղարարները գործ­­նականում կիրա­ռու­թյուն չեն գտել շրջապա­տի ջերմաստիճանի փո­փո­խությունից ելքային լար­ման մեծ փոփոխության և  փոքր աշխա­տան­քային դի­նամիկ միջա­կայքի  պատճառով (մուտքային լարման փո­փո­­խու­թյունը, որի դեպ­քում պահապնվում է լոգարիթմական կապը, չի գերազան­ցում երկու դեկադա` 40դԲ մեծությունը):  

Լավ պարամետրեր ապահովում են հետադարձ կապի շղթայում տրան­զիստորներով լոգարիթմող ուժեղարարները: Դրան­ցում տրան­զիս­տո­­­րը միացվում է դիոդային սխեմայով կամ  ընդհանուր բա­զա­յով:

Տրանզիստորի դիոդային միացումով լոգարիթմող ուժեղա­րարի սխեման և բնութագիծը բերված են նկ.4.14 -ում:

Որոշենք սխեմայի ելքային և մուտքային լարումների միջև կա­պը: Մուտքային դրական լարման դեպքում տրանզիստորը բաց է: Համաձայն Կիրխհոֆի առաջին օրենքի` շրջող մուտքի հա­մար կունենանք՝

Տրանզիստորի էմիտերային հոսանքը որոշվում է հետևյալ հա­վասարումով՝      

Հավասարման աջ մասի փակագծում արտահայ­տու­թ­յան ա­ռա­­ջին բաղադրիչը շատ մեծ է մեկից« հետևաբար կարող ենք գրել ՝

Այստեղ Iէ0-ն էմիտերային անցման հագեցման հակառակ հո­սանքն է: Սխեմայի մուտքային I1 հոսանքը որոշվում է հետևյալ բա­նա­ձևով:

Տեղադրելով (4.48) -ը I1=IԷ արտահայտության մեջ հոսանքներն ըստ (4.47)-ի և (4.48 )-ի« որոշենք Uբէ լարումը՝

Նկ. 4.14,ա-ից կարող ենք գրել U+Uբէ+Uե=0: Հաշվի առնե­լով, որ   U≈0, ուժեղարարի ելքային լարման համար կստանանք՝

որտեղ   

Ստացված հավասարումը ցույց է տալիս, որ դի­տարկ­ված սխե­մայում Uե  ելքային և U­մ մուտքային լարում­նե­րի մի­ջև լոգա­րիթ­մական կապ կա, հետևաբար ուժեղա­րարը լո­գա­րիթմող է:

Մուտքային բացասական լարման դեպքում տրանզիստորը փակ է: Սխեման աշխատում է շրջող մասշտաբային ուժեղարարի ռեժիմում: Ուժեղացման գործակցի մոդուլը որոշվում է փակ տրանզիստորի կոլեկ­տոր-էմիտեր դիմադրության և R1-ի հարա­բե­­րությամբ:

Նշենք, որ ուժեղարարի աշխատանքի կայունությունը մե­ծա­ց­­նելու համար տրանզիստորի կոլեկտոր-էմիտեր շղթային զու­գա­­հեռ միացվում է կոնդենսատոր (ստեղծվում է բացասական հետա­դարձ կապ):

Հաշվարկների ժամանակ K1,K2 մեծությունները տրվում են: Տրան­զիս­տորն ընտրվում է, որտեղից Iէ0-ն հայտնի է: R1-ը որոշվում է R1=1/Iէ0K2 արտա­հայտությունից: K1-ը ապահովվում է սխե­մայի ելքում մասշտաբային ուժե­ղարարի միացումով: Վեր­ջի­նիս մասշտաբային գոր­ծա­կիցը հաշվ­վում է  հա­վա­սա­րումից:

Դիտարկված սխեման լոգարիթմող է միայն մուտքային դրա­կան լարման դեպքում: Բացասական լարումով աշխատելու հա­մար անհրա­ժեշտ է սխեմայում տրանզիստորի էմիտերը միացնել ԻԳՈՒ - ի շրջող  մուտքին,  իսկ կոլեկտորը և բազան ` ելքին կամ n-p-n տրանզիստորը փոխարինել p-n-p տրանզիստորով:

Տրանզիստորի ընդհանուր բազայով միացված սխեմայում դրա­նով հա­կա­ռակ ուղ­ղու­թյան հագեցման հոսանքը փոքր է դիոդով անցնող հոսանքից, հետևա­բար հողանցված բազայով սխեման ապահո­վում է ավելի մեծ աշխատանքային դինամիկական միջակայք (մուտ­քային ազդա­նշանը փոփոխվում է յոթ դեկադայի` 140դԲ սահմաններում): 

>>

 

4.9. Անտիլոգարիթմող ուժեղարար

Անտիլոգարիթմող կամ էքսպոնենցիալ ուժեղարարների ել­քա­յին և մուտքային լարումների միջև կապն ունի  տես­­­քը: Այս ուժե­ղարարի սխեման (նկ.4.16,ա) տար­բերվում է նա­խոր­դից նրանով, որ տրանզիստորը միացված է մուտքային շղթային, իսկ R1 դի­մադ­րու­թյու­նը՝ հետադարձ կապի շղթային: Դրական մուտքային լարման դեպքում տրանզիստորը բաց է: Նկ.4.1- ից I1 և IԷ հո­սանք­ները որոշվում են հետևյալ հավասա­րում­ներով՝  

Հաշվի առնելով« որ I1 = Iկ + = IԷ,  կստանանք՝

որտեղ 

 (4.50) - ից երևում է, որ մուտքային դրական լարման դեպքում ուժե­ղա­րարն անտիլոգարիթմող է: Անհրաժեշտ K4 գորխակիցն ապահովելու նպա­տա­կով սխեմայի մուտքում միաց­վում է մասշտաբային ուժեղարար  մասշտա­բա­յին  գործակ­ցով, իսկ K3 - ը ապահովվում է R1= IK3I / Iէ0  ռեզիստորի ընտրումով:

Մուտքային բացասական լարման դեպքում տրանզիստորը փակ է: Սխեման աշխատում է շրջող մասշտաբային ուժեղարարի ռեժիմում: Ուժեղացման գործակցի մոդուլը որոշվում է R1-ի և փակ տրանզիստորի կոլեկտոր-էմիտեր դիմադրության հարաբե­րությամբ: Վերջինիս շատ մեծ լինելու պատճառով ելքում լարումը շատ փոքր է (Uե ≈0):

Բացասական լարումների դեպքում անտիլոգարիթմական կապ ապահովելու համար պետք է փոխել տրանզիստորի էմի­տերի և կոլեկ­տոր-բազայի միացման տեղերը կամ սխեմայում միացնել p-n-p տրան­զիստոր:

>>

 

4.10. Ճշգրիտ   ուղղիչներ

Անալոգային սարքերում ազդանշանի մշակման ժամանակ օրի­նակ` չափիչ սարքերում, անհրաժեշտ է մուտքային ազդանշա­նից ան­ջա­­տել կամ մեկ բևեռականության բաղադրիչը (միակիսա­պարբե­րա­կան ուղ­ղում), կամ էլ որոշել ազդանշանի բացարձակ արժեքը (երկկիսա­պար­բե­րա­կան ուղղում): Այդ գործողություն­նե­րը կարող են իրականաց­վել պասիվ դիոդա-ռեզիստորային սխե­մա­ների միջոցով: Սակայն դիոդի վրա լարման զգալի անկման (0.5...1 Վ) և բնութագծի ոչ գծայնության պատճառով ուղղման ճշգրտությունը փոքրանում է, ինչը հատկապես փոքր ազդա­նշան­ների մշակման դեպքում անընդունելի է: Ուղղիչներում ԻԳՈՒ-ների կիրառումը հնարավորություն է տալիս զգալի չափով թու­լաց­նել դիոդների ազդեցությունը ուղղման ճշգրտության վրա: Այդ պատ­­ճառով ԻԳՈՒ-ներով ուղղիչները անվանում են ճշգրիտ ուղղիչներ:

>>

 

4.10.1. Միակիսապարբերական  ճշգրիտ ուղղիչներ

Միակիսապարբերական ճշգրիտ ուղղիչները չորսն են, որոնք մի­մյանցից տար­­բե­ր­­վում են մուտքային ազդանշանից ելք հա­ղորդ­ված կիսա­պարբերությունով (դրական կամ բացասական) և փո­խանցման գոր­ծակ­ցի նշանով (շրջող կամ չշրջող):

Նկ.4.17,ա,բ -ում պատկերված են չշրջումով ճշգրիտ դրա­կան (ա) և բացասական (բ) փո­խանց­ման գործակցով ուղղիչների սխե­­­մա­­նե­րը և բնութագծերը: Նկ.4.17,ա սխեմայում Uմ> 0 լա­րում­­նե­րի դեպքում VD1 դիոդը բաց է, VD2-ը` փակ: Սխեման աշխա­տում է չշրջող մասշտա­բային ուժեղարարի ռեժիմում, և ուժեղաց­ման գործակիցը որոշվում է 1+R2/R1 հավասարմամբ (բաց VD1-ի դիմադրությունով անտեսվում է):  Uմ< 0 դեպքում VD1-ը փակվում է, VD2-ը` բաց­վում: Ելքում լարումը բացակայում է (բաց VD2-ի վրա լարման անկումով անտեսվում է): Նկ.4.17,բ սխեմայում Uմ < 0  դեպքում VD1 դիոդը բաց է, VD2-ը` փակ: Սխեման աշխա­տում է շրջող մասշտաբային ուժեղարարի ռեժի­մում և ուժեղաց­ման գործակիցը որոշվում է - R2 / R1 մեծությամբ: Uմ > 0 դեպ­քում VD1-ը փակվում է, VD2-ը` բաց­վում: Ելքում լարումը բացա­կայում է: Երկու սխեմաներում էլ VD2-ը միացված է` արագագոր­ծության մե­ծաց­­­ման նպատակով: Եթե այն չմիացվի VD1-ի փակ վիճակում, ԻԳՈՒ- ն կգտնվի հագեցված վիճա­կում (բա­ցա­սա­կան հետա­դարձ կապը խզված է, ուժեղացման գործա­կիցը շատ մեծ է, և նկ.4.17,ա-ում ԻԳՈՒ-ն անց­նում է Uե- վիճակին, իսկ նկ.4.17,բ-ում` Uե+ վիճակին): Արդյունքում VD1-ի բաց­ման ժամա­նակ ԻԳՈՒ-ն չի կարող ակնթարթորեն անցնել մուտ­քային լարու­մը ելքի փոխանցման ռեժիմին: Անհրաժեշտ է որոշ ժա­մանակ,  որպեսզի այն դուրս գա հագեցված վիճակից, անցնի ակ­տիվ ռեժիմի, և ԻԳՈՒ-ի ելքում լարումը հավասարվի դիոդի բացման լար­մա­նը:

ԻԳՈՒ-ի հագեցման ռեժիմը բացառ­վում է, քանի որ VD1-ի փակ վի­ճակում, VD2-ը բաց է, և ԻԳՈՒ-ի ելքը կարճ է միացված դիոդի փոքր դիմադրությամբ: Պարզ է, որ  դիտարկված սխեմաներում ԻԳՈՒ-ն պետք է ունենե­նա կարճ միաց­ված ռեժիմից պաշտպանության սխեմա: 

Շրջումով դրական և բացասական  փոխանցման գործակցով ճըշ­գրիտ ուղղիչների սխեմաները և դրանց բնութագծերը բերված են նկ. 4.18,ա,բ-ում: Այդ սխեմաները տարբերվում են նախորդ­նե­րից նրա­նով, որ մուտքային լարումները կիրառված են ԻԳՈՒ-ի շրջող մուտքե­րին, և VD2-ով մտցված է բացասական հետադարձ կապ: Քանի որ այստեղ մուտքային լարում­ները կիրառված են շրջող մուտքերին, VD1 դիոդը բացվում է ելքում `մուտքային լարմանը հակառակ բևեռակա­նության լարման դեպքում: Արդյունքում սխեմայի փոխանցման գործա­կիցը բացասական մեծություն է և որոշվում է R2 և R1 դիմադրություն­ների հարաբերությամբ: VD2-ը շրջող մուտքին միացման շնորհիվ,VD1-ի փակ վիճակում,  VD2-ը բաց է, ԻԳՈՒ-ն աշխատում է շրջող մասշտա­բային ուժեղարարի ռեժիմում, բայց արդեն - Rդ2 / R1 փոխանցման գործակցով: Քանի որ բաց վիճակում VD2 դիոդի Rդ2 դիմադրություն­ը շատ փոքր է R1-ից, ելքում լարումը շատ փոքր է և  ԻԳՈՒ-ն չի հագե­նում: Դա հանգեցնում է սխեմայի արա­գագործության մեծացմանը:

Դիտարկ­ված սխե­մա­ների թերությունը մեծ ելքային դիմադ­րու­թյունն է, որը նաև ոչ գծային է:

>>

 

4.10.2. Երկկիսապարբերական  ճշգրիտ  ուղղիչներ

 Երկկիսապարբերական Ճշգրիտ ուղղիչի պարզագույն սխե­ման իրա­կանացվում է չհողանցված բեռի` (նկ.4.19,ա), օրինակ, սլաքավոր միլիամպերմետրի դեպքում:

Սխեմայում ԻԳՈՒ-ն աշխատում է լարումով կառավարվող հոսան­քի գեներատորի ռեժիմում, որի ելքային հոսանքը կախ­ված չէ դիոդների և բեռի վրա լար­ման անկումներից: Գեներա­տորի ելքում միացված դիո­դային կամր­ջակն ուղղում է մուտ­քային լար­ման երկու կիսապարբե­րությունները և բեռով անցնող հոսան­քը `

Սխեման ունի մեծ մուտքային դիմադրություն և չի պահան­ջում դիմադրությունների համաձայնեցում:

Հողանցված բեռով ճշգրիտ երկկիսապարբերական ուղղիչի սխե­ման ԻԳՈՒ-ի դիֆերենցիալ միացումով բերված է նկ.4.19,բ-ում:Սխեման աշխատում է հետևյալ կերպ: Մուտքային լարման դրա­կան կիսապար­բե­րու­թյունը փակում է VD1 դիոդը ­, որի շնոր­հիվ սխեման աշխատում է չշրջող մեկ ուժեղացման գործակցով  մասշտաբային ուժեղարարի ռե­ժի­մում, և Uե = Uմ: Բացասական կիսապարբերությունների դեպքում VD1-ը բացվում է: Եթե դիոդի վրա լարման անկումը բացակայեր, սխե­ման կաշխատեր մեկ ու­ժե­­ղացման գործակցով շրջող ուժեղարարի ռեժիմում, և Uե = - Uմ: Սխեման շատ պարզ է, բայց դիոդի վրա բաց վի­ճա­կում լարման վերջավոր արժեքի պատճառով ուղղումը կլինի զգալի սխալով:

Ուղղիչի ճշգրտությունը կարող է մեծացվել, եթե VD1 դիոդը փոխա­րի­նվի իդեա­լական դիոդի մոդելով կառուցված DA2 ԻԳՈՒ-ով (նկ.4. 20,ա): Այստեղ մուտքային լարման դրական կիսապարբե­րության ընթացքում DA2 - ի ելքում լարումը բացասական է, որի շնորհիվ VD1-ը փակվում է, իսկ VD2-ը` բացվում: DA2-ի ելքը կարճ է փակ­վում, իսկ բացասական հետադարձ կապը խզվում է:  DA1-ը աշխատում է չշրջող լարման կըրկ­նիչի ռեժիմում և մուտքային լարման դրական կիսապար­բերությունը փոխանցում է ելք: Մուտ­քային լարման բացասական կիսպարբերու­թյան դեպքում VD1-ը բաց­վում է, VD2-ը` փակվում: DA2-ի բացասա­կան հետա­դարձ կապի շղթան միացված է բաց VD1-ով: DA2-ի մուտքերի միջև լարումը մոտ է զրոյի: Հետևաբար զրոյին մոտ է նաև DA1-ի չշրջող մուտքի լարումը: DA2-ը աշխատում է շրջու­մով լարման կրկնկիչի ռեժի­­մում և մուտքային լարման բացասա­կան կիսա­պար­բերությունը շրջված փոխանցվում է ելք: Այս սխեման նույնպես պարզ է, սակայն մուտ­քային դիմադ­րությունը դրական և բացասական կիսա­պար­բե­րու­թյուններին տարբեր է, և անհրաժեշտ է R1 դիմադրություն­ների համաձայ­նե­­ցում: Բացի դրանից, ԻԳՈՒ-ն պետք է ապահովի կարճ միացման ռեժի­մը:

 Մուտքային լարման դրական և բացասական կիսապար­բե­րու­թյուն­ներին միևնույն դիմադրություն ապահովում է նկ.4.20,բ-ում բեր­ված սխեման: Սխեման բաղկացած է DA1-ով չշրջող բացասական փոխանց­ման գործակցով միակիսա­պար­բերական ուղղիչից և DA2-ով գումա­րի­չից: DA1-ով միակիսա­պար­բերական ուղղիչի համարկարող ենք գրել`

DA2-ով գումարիչի ելքում կունենանք`

Հաշվի առնելով վերջին առնչությունը` ելքային լարման համար կստա­նանք`

Վերջին արտահայտությունից երևում է, որ սխեման երկ­կի­սա­պար­բերական ուղղիչ է:

Սխեմայի առավելությունն այն է, որ մուտքային դիմադրու­թյունը երկու կիսապարբերությունների դեպքում նույնն է, և ուժեղարարների մուտ­քերում համափուլ ազդանշանը բացա­կայում է: Թերությունը 5 դի­մադ­րությունների համաձայնեցման անհրաժեշտությունն է:         

Վերջին երկու ճշգրիտ ուղղիչների դրական հատկանիշնե­րով ունի ընդհանուր բացասական հետադարձ կապով ուղղիչը (նկ.4.21):    

Դիտարկենք սխեմայի աշխատանքը R1=R2 դեպքում: Uմ < 0 դեպ­քում VD1-ը բաց է, VD2-ը` փակ: Բաց VD1- ով DA1-ի ելքային լարումը կիրառվում է DA2-ի մուտքին: DA2-ը աշ­խատում է շրջող ուժեղարարի ռեժիմում Ku  = - R2 / R1 = - 1 գոր­ծակցով և Uե = - Uմ > 0: Uմ > 0 դեպքում VD1-ը փակվում է, VD2-ը` բացվում: Բաց VD2-ով DA1-ի ելքային լա­րումը կիրառ­վում է DA2-ի մուտքին: R1, R2 դիմադրություններով հո­սան­քը բացա­կայում է: Հետևաբար ելքյին լարումը հավասար է  DA1-ի շրջող մուտքի U1 լարմանը: Քանի որ Uմ - U1 = U = 0, կստանանք`

Այսպիսով սխեմայի ելքային լարման համար կարող ենք գրել`

 Վերջին արտահայտությունը ցույց է տալիս, որ սխեման ճշգրիտ ուղղիչ է:

Առանց դիոդի մեկ սնման աղբյուրով ճշգրիտ երկկիսապար­բե­րա­կան ուղղիչի սխեման բերված է նկ.4.22-ում: Սխեման աշ­խա­տում է միայն մուտքային և ելքային ազդանշանների առա­վելագույն արժեք­ների դեպքում: Uմ>0 դեպքում DA1 ԻԳՈՒ-ն աշխատում է չշրջող կրկնիչի ռեժիմում, իսկ DA2-ը` դիֆերեն­ցիալ միացման ռեժիմում, և Uե=Uմ: Uմ< 0 դեպքում DA1 ԻԳՈՒ-ն անցնում է բացասական հագեցման ռեժիմին, և ելքային լարու­մը հավա­սարվում է զրոյի (սնումը մեկ բևեռականության է) : Այդ դեպքում DA2-ը անցնում է շրջող կրկնիչի ռեժիմին, հետևա­բար  Uե = - Uմ:

 Սխեմայում DA2-ը միշտ աշխատում է գծային ռեժիմում: DA1-ի չշրջող մուտքում Uմ < 0 դեպքում լարումը սնող բա­ցասական լարման աղբյուրի լարումից ավելի փոքր է: Ոչ բոլոր ԻԳՈՒ-ներն են աշխա­տում նման ռեժիմում: Այդ ռեժիմում աշխատում է OR291 մակնիշի ԻԳՈՒ-ն, որի մուտքային շղթան պաշտպանված է դիֆերենցիալ գերլարում­նե­րից զուգահեռ հակառակ միացված դիոդներով: Ընդ որում, մուտքային տրանզիստորների բազաների շղթաներում միացված են 5կՕմ դիմադ­րություններ: Դա ապահո­վում է ԻԳՈՒ-ի աշխատանքը մեկ սնման  լարու­մից մուտքում մինչև -15Վ լարման դեպքում: Այդ սխեմայում R1-ի միաց­ման անհրաժեշտություն չկա:

>>

 

4.11.  Անալոգային բազմապատկիչներ

Ազդանշանների մաթեմատիկական մշակման սարքերում մեծ կի­րա­ռություն են գտել նմանակային (անալոգային) բազմապատկիչները:  Դրանք օգտա­գործ­վում են ազդանշանների  տարբեր մաթեմա­տիկա­կան գործողու­թյուն­ների իրականացման, մոդուլյատորների և դեմո­դու­լյատոր­ների, հա­ճախական ձևափոխիչների, ուժեղացման գործակ­ցի ավտոմատ կա­ռավարման և այլ սխե­մա­ներում: Բազմապատկիչի ել­քային  լա­րումը համե­մա­տա­կան է  մուտ­քային լարումների արտա­դրյա­լին և նկարագր­վում է U3=kU1U2  հա­վասարումով, որտեղ U3-ը ելքային,   U1, U2 - ը մուտ­քային լարումներն են, k-ն` մասշտաբային գործակիցը: Մաս­շտաբային գործակիցը բազմապատկիչի ուժեղացման գործա­կիցն է, որի միավորն է 1/Վ:  Չշրջող բազմապատկիչի դեպքում  k >0: Բազմա­պատկ­վող լարում­ները կարող են լինել ինչպես դրական, այնպես էլ բա­ցասական: Բազ­մապատկիչի մուտքային մեկ կամ երկու լարումների բևե­ռականության փոփոխ­ման թույ­լա­տրվելիությունից կախ­ված տար­բե­րում են` մեկ­քա­ռոր­­դաչափ, երկքառորդաչափ և չորս­քա­ռոր­դաչափ բազմա­պատ­­կիչներ: Վերջիններս կիրառելի են մուտքային լարումների ցան­կացած բևեռականության դեպքում:Երկքառորդաչափ բազմա­պատ­կիչ­ներում թույլատրելի է միայն մուտքային մեկ լարման բևե­ռա­կանու­թյան փոփոխություն: Մեկքա­ռոր­­դաչափ բազմապատկիչ­ներում մուտ­քային լարումներից ոչ մեկի բևեռա­կանության փոփո­խու­թյուն չի թույ­լա­տրվում: Բազմապատ­կիչում մուտքերից միայն մեկի օգ­տագործ­ման դեպքում այն աշ­խատում է ուժեղարարի ռեժիմում, և պա­րա­մետ­րե­րի մեծ մասը նույնա­կանաց­վում է ուժեղարարի պարամետ­րերին: Սակայն կան նաև բազմապատկիչներին յուրահատուկ պարա­մետրեր, օրինակ, բազմապատկման հարաբերական սխալը, ըստ x մուտքի բազմապատ­կման ոչ գծայնությունը և ըստ x և y մուտքե­րի մնացոր­դային լարումնե­րը: Բազմապատկման հարաբերա­կան սխալը` գնա­հատ­վում է ելքային լարման տեսական և իրական  արժեքների առա­վելագույն տարբերու­թյան ու ելքային լարման առավելագույն արժեքի հարաբերությամբ: Այն որոշվում է մուտքային հաս­տատուն լարումների դեպքում: Բազմա­պատ­կման ոչ գծայնություն` Nx ըստ x մուտքի կոչ­վում է առա­­վելագույն ամպլիտուդով սինուսոիդային լարման հարաբերական առավելագույն փոփոխությունը մուտքով անց­նելիս, y մուտքում հաս­տա­տուն 10Վ լար­ման դեպքում: Այն որոշվում է Uե - Ux առավելագույն տարբերության և ելքային լար­ման Uեառ (10Վ) հարաբերությամբ, ար­տա­հայտված տոկոս­նե­րով: Նույն եղանակով գնահատվում է ոչ գծայ­նությունը ըստ մուտքի: Փաստորեն ոչ գծայնությունը ըստ որևէ մուտքի ցույց է տալիս այդ մուտքով փոփոխական լարման ելք անցման ոչ գծային աղավաղման աստիճանը:

Կարևոր պարամետր է նաև ըստ x և y մուտքերի մնացոր­դա­յին լա­րում­ները: Դրանք բազմապատկիչի ելքում լարումներն են մուտքերից մեկում փոփոխական լարման առավելագույն ար­ժեքի և մյուս մուտ­քում` զրոյական լարման դեպքում: Բազմա­պատկման սխալի նվազեց­ման նպատակով մուտքերին միաց­վում է փոքր հաստատուն լարում, որի միջոցով մնացորդային լարումը զրոյացվում է:

Անալոգային ազդանշանների բազմապատկման համար կի­րառ­վում են ԻԳՈւ-ներով կամ ինտեգրալ բազմապատկիչներ:

>>

 

4.11.1. ԻԳՈւ-ներով լարումների բազմապատկիչներ

ԻԳՈւ-ներով բազմապատկիչի սխեմայի կառուցվածքը բա­ցա­հայ­տելու նպատակով լոգարիթմում ենք U3 հավասարումը`

Անտիլոգարիթմելով այդ արտահայտությունը ստանում ենք հե­տևյալ արտահայտությունը՝

 (4.53)-ից բխում է, որ լարումների բազմապատկիչը պետք է բաղ­կացած լինի 2 լոգարիթմող և մեկական գումարող ու անտի­­լո­գա­րիթմող ուժեղարարներից:

Նկ.4.23-ում բերված է ԻԳՈւ-նե­րով լարումների բազ­մա­պատ­կիչի սխե­ման: Լոգարիթմող ուժեղարարների մուտքերին կիրառ­վում են U1 և U2 լարումները: Դրանց ելքային U3, U4 լարումները գումարվում են գու­մարիչի միջոցով, և գումարային  U5   լարումը տրվում է անտիլոգարիթ­մող ուժեղարարին: Վերջինիս ելքում ստանում ենք U1 և U2 լարումների արտադրյալին համեմատա­կան Uե լարումը:

Գրենք ուժեղարարների ելքային լարումների արտահայ­տու­թ­­յունները՝ 

որտեղ`       

 U6 լարման արտահայտությունից երևում է, որ սխե­ման իրա­կա­նացնում է մուտքային U1 և U2 լարումների բազմա­պատ­­­­կում: Մաս­շտա­բային K գործակիցն ապահովում են R¬ի ընտ­րու­մով (տրանզիստորի մակնիշն ընտրելուց հետո Iէ0­ -ն հայտնի է): 

Դժվար չէ համոզվել, որ բաժանման գործողություն կարելի է իրա­կանացնել` միացնելով լոգարիթմող ուժեղարարներից մեկի ելքում շրջող մասշտաբային ուժեղարար  Ku = - 1 ուժեղացման գործակցով: Օրինակ, եթե այդպիսի ուժեղարարը միացվի U3 լարմանը, ապա գու­մարիչի առաջին մուտքին կտրվի լարում հավասար mφT ln (U1 / Iէ0R)   և սխեմայի ելքում  լարումը կորոշվի հետևյալ արտահայտությամբ`

Վերջին հավասարումը ցույց է տալիս, որ սխեման իրակա­նացնում է լարումների բաժանում՝ որոշակի մասշտաբով­:  

Լարումների բազամապատկիչի դիտարկված սխեմայում օգ­տա­գործվում է 4 ԻԳՈՒ¬ներ, ինչը բարդացնում է բազմապատկիչի սխե­ման:

>>

 

4.11.2. Լարումների ինտեգրալ բազմապատկիչներ

Լարումների բազմապատկման պարզագույն սխեմա կարող է ծա­ռայել սիմետրիկ մուտքով և ելքով, էմիտերային հոսանքի կա­յու­նա­ցու­մով  դիֆերենցիալ  կասկադը  (նկ.4.24,ա):

Դիֆերենցիալ կաս­­կա­դի մուտքային և ելքային լարումների միջև կապը որոշ­վում է հե­տև­յալ արտահայտությամբ՝

 պայմանի դեպքում UբէVT3 - ով կարելի է անտե­սել, և I0

հոսանքը կորոշվի    արտահայտությամբ: Ել­­քա­յին լա­րումը կորոշ­վի հետևյալ արտահայտությամբ՝    

(4.55)¬ը ցույց է տալիս, որ սխեման իրականացնում է U1 և U2 լա­րում­ների բազմապատկում:

Դիտարկված բազ­­մա­­պատկիչը օժտված է բազմապատկ­ման  փոքր դինամիկ միջակայքով  պայմ անով և կա­րող է կիրառվել միայն մուտքային U2 լար­ման մեծ ար­ժեքների դեպ­քում:

Նշված թերու­թյունից զերծ է նկ.4.24,բ¬ում պատկերված սխե­ման, որտեղ օգ­­տա­­­գործվում է VT3,VT4 տրանզիստորներով  կա­­ռուցված  ևս մեկ դի­ֆե­րենցիալ կասկադ, որի մուտքային լար­ման փոփոխման մի­ջա­կայքը մեծ է: VT3,VT4 տրանզիստորների էմի­­­տերային I0 հո­սանքն ապա­­հովվում է  Uհաստատուն լա­րումով: Վերջին  բազմապատկիչում  խախտ­­­ված է սխեմայի համա­չա­­­փու­թյունը (սիմե­տ­րի­կութ­յու­նը): VT3, VT4  տրանզիստորների կոլեկտորային շղթաներում բեռները տարբեր են: Արդյունքում հա­մափուլ լարման փոխհատուցումը բացա­կայում է, և բազ­մա­պատ­­կիչի ելքում առաջանում է հա­մա­փուլ լարում, որը հանգե­ց­նում է լրացուցիչ սխալների առաջաց­ման:

Համափուլ լարման վերացման նպատակով VT4-ի կոլեկ­տո­րի շըղ­թայում միացնում են VT7, VT8 տրանզիստորներով ևս մեկ դի­ֆե­րեն­ցիալ կասկադ (նկ.4.24): Այդ դեպքում բազմապատկիչի սխե­ման լրիվ համաչափ է, և համափուլ լարումը տեսականորեն բա­ցա­կա­յում է:

Դիֆերենցիալ կասկադներով լարումների բազմա­պատ­կիչ­ներն ար­­­տա­դրվում են ինտեգրալ միկրոսխեմաների տեսքով: Որ­­պես օրինակ նկ.4.25-ում պատկերված է K526ПС1 մակնիշի բազ­մա­պատ­­կիչի սխե­ման: Սխեմայում տրանզիստորների հանգստի ռեժիմների ապահովման անհրաժեշտ լարումները ձևավորվում են R1...R10 ռեզիստորների և VD1...VD5 դիոդների միջոցով: Ինտեգրալ բազմապատկիչի և ԻԳՈՒ-ի միացումը կարող է կի­րառ­վել լարման տարբեր ձևափոխումների նպա­տակով: Պար­զա­գույն ձևափոխումը բազմապատկիչի միջոցով լարման քառակու­սիչի (квадратор) իրականացնումն է: Այդ նպատակով բազմա­պատ­կի­չի մուտքերը միացվում են զուգահեռ (նկ.4.26, ա):

Քառակուսիչը լայն կիրռություն է գտել բարդ տեսքով լար­ման մի­ջին քա­ռա­կուսային արժեքի որոշման համար: Քա­­ռա­կու­սիչը միացնե­լով ԻԳՈՒ-ի հետադարձ կապի շղթայում իրակա­նաց­վում է քառակուսի արմատ հանման գուծողություն (նկ.4.26,բ):

 Անտեսելով ԻԳՈՒ-ի մուտքային փոքր հոսանքը` ընդունում ենք, որ R1-ով և R2-ով անցնում է նույն I հոսանքը, հետևաբար`  , որտեղից կստանանք`     k-ն բազ­մա­պատկիչի մասշտա­բային գործակիցն է): Բազմապատ­կի­չի ելքային լարումը դրական է, այդ պատճառով ԻԳՈՒ-ի մուտ­քային լարումը պետք է լինի բացասա­կան:

Եթե U1-ը լինի դրա­կան, հե­տա­դարձ կապը վերածվում է դրականի, և ԻԳՈՒ-ն աշխա­տում է տրիգերի ռեժիմում, այսինքն` փոխանջատվում, անցնում է հա­գեց­ման ռեժիմին: ԻԳՈՒ-ի ելքում միացված դիոդը U1≥0 դեպ­քում փակվում, անջատում է հետադարձ կապի շղթան և արգելա­կում է ԻԳՈՒ- ի անցումը հագեցման ռեժիմին: Եթե քառակուսիչը շրջում է լարման բևեռականությունը, ապա անհրաժեշտ է փո­խել դիոդի միաց­ման ուղղությունը և մուտքային լարման բևե­ռա­կա­նու­թյու­նը (U1 > 0): 

 Լարումների իրար բաժանման սխեման` լարման բազ­մա­պատկիչի կիրառումով բերված է նկ.4.27,ա-ում: Այստեղ նույն­պես ըն­դու­նելով, որ R1-ով և R2-ով անցնում է նույն հոսանքը, կա­րող ենք գրել` U1/R1 = kUեU2 / R2 , որտեղից` Uե =R2U1/ kR1U2: Այստեղ U1-ը կարող է լինել  ցանկացած բևեռականությամբ (նաև փոփոխական), իսկ U2-ը` դրա­կան, եթե բազմապատկիչը չշրջող է և բացասական, եթե բազմա­պատ­կիչը շրջող է:

Որոշ ինտեգրալ բազմապատկիչների միկրոսխեմաներ ունեն ԻԳՈՒ (օրինակ К525ПС2, К526ПС2), և վերը նշված ձևափո­խու­թյունները իրա­կանացվում են նկ.4.28- ում բերված միացում­նե­րով: Մեծ մասամբ, բազ­մապատկիչի գործնական կիրառություն­ներում օգտագործվում է մուտ­քային լարումների  ոչ սիմետրիկ  միացումը: Լարումներից յուրաքան­չյուրը  միաց­­վում է  բազմա­պատ­­կիչի մուտքային դիֆերենցիալ կաս­կադ­ների տրանզիս­տոր­ներից մեկի բազային (X,Y,Z), իսկ երկրորդ տրան­զիստորի բա­զային (∆X, ∆Y, ∆Z)  կիրառվում է ելքում զրոյի բեր­ման հաստա­տուն լարումը R1,R2,R3 ռեզիստորների միջացով(նկ.4.28 ): Բազ­մա­պատկիչի մասշտաբային k գործակիցն ապահովվում է մուտքե­րից մեկում լարման բաժանիչի միացումով, ինչպես օրինակ նկ.4.28, ա-ում` Y մուտքում: К525ПС2 բազմապատկիչի մուտքային լարումները կարող են փոփոխվել  ±10,5 Վ միջակայ­քում, բազ­մա­պատկման սխալը չի գերազան­ցում 1% արժեքը:

>>

 

4.12. Լարումների անալոգային կոմպարատորներ

Կոմպարատորները երկու և ավելի ազդանշանների՝ ըստ որևէ պա­րամետրի իրար հետ համեմատող սարքեր են: Լարումների կոմ­պա­րա­տոր­­­ներում համեմատվում են լարում­նե­րի ար­­ժեքները (նկ.4.29,ա): Կոմ­պարատորի ելքում լարումն ունի  երկու կայուն վիճակներ` բարձր մա­կարդակ (U1) և ցածր մակարդակ (U0): Մուտ­­քային լարումների U1 >U2 ար­ժեք­­ների դեպ­­­­­քում, ել­քա­յին լարումը գտնվում է U0 (կամ U1) վիճա­կում, իսկ U1=U2  դեպքում թռիչքով անցնում է U1 (կամ U0) վիճակի:

Փաս­տո­րեն կոմպա­րա­տո­րի միջոցով որոշվում է երկու լա­րում­ների իրար հավասարեցման պահը: Լար­ման այն արժեքը, որի դեպքում կոմ­պա­րա­տորը մի կա­յուն վիճա­կից անցնում է մյուսին, կոչվում է մուտ­քային շե­­մա­յին լա­րում: Մասամբ մուտքային լարումներից մե­կը պահ­վում է հաս­տա­տուն, իսկ մյուսը համեմատվում է դրա հետ (նկ. 4.29,բ):

Կոմպարատորը կարող է ունենալ մեկ կամ երկու շեմա­յին լա­րում­: Առաջին դեպքում ունենք միաշեմ (նկ.4.29ա,բ), երկրորդ դեպ­քում՝ երկշեմ կոմպա­րա­տոր: Նկ.4.29,գ-ում պատկերված երկ­շե­մ կոմ­­­­պա­րա­տոր­ում U3-ը մուտքային լար­ումն է, U1- ը և U2-ը` շե­մային լա­րում­ները: U3 մուտքային լար­ման աճի դեպքում, երբ այն t1 պահին հա­վասար­վում է U1 շեմային լարմանը, կոմ­պարա­տորն անցնում է U0 վիճա­կից U1 վի­ճա­­­կին: U3 - ի հետագա աճից կոմպարատորի վիճա­կը չի ­փո­փոխվում: t2 պահին U3-ը հա­վասար­վում է U2  շեմային լարմա­նը: Այն շրջվում անց­նում է U0 վի­ճա­­­կին: U3 -ի հետագա աճից կոմպա­րատորի վիճակը մնում է անփոփոխ: t3 պահին U3-ը նորից ընդունում է U2 արժե­քը: Կոմպա­րա­տորը  շրջվում անցնում է U1 վի­ճա­­­կի: Այնուհետև մինչ  t4 պահը կոմպա­րատորի վիճակը պահպանվում է: t4 պահին  U3-ը նվազե­լով հավա­սար­­վում է U1-ին  կոմպա­րա­տորը անցնում է  U1 վիճա­կից U0 վի­ճակի:

Ներ­կայումս արտադրվում են ինտեգրալ կոմպարա­տոր­­ներ: Մեծ կի­րառություն են գտել նաև ԻԳՈՒ-ների կիրա­ռու­մով կոմ­­պա­րա­­տոր­ները:

>>

 

4.12.1. ԻԳՈՒ-ների կիրառումով կոմպարատորներ

Ինտեգրալ գործառական ուժեղարարն ունի դի­­­­­ֆե­­­­­ր­են­ցիալ ազ­դանշանի ուժեղացման շատ մեծ գոր­ծակից: Այդ պատ­­­ճառով հետա­դարձ կապի բացակայության դեպ­քում մուտքա­յին դի­ֆերենցիալ լա­րու­մը փոփոխվում է շատ փոքր տիրույ­թում: Ի­րոք, մեծ մասամբ ԻԳՈՒ-ի ելքային լարման թույլատրելի առա­վե­լա­գույն արժեքը`      իսկ դիֆերենցիալ լարման արժեքը ` 

Համեմատելով նկ.4.30,բ-ում և նկ.4.30,գ-ում պատկերված բնու­­թա­գծերը՝ կարելի է եզրակացնել, որ ԻԳՈՒ-ի հետադարձ կա­պի շղ­թայի բացա­կայության դեպքում այն կարող է օգտագործ­վել կոմ­պա­րատորի ռեժիմում: Այդ դեպքում ԻԳՈՒ-ն ունի երկու կայուն վի­ճակ՝   արժեքների դեպքում այն թռիչքա­ձև անց­նում է մեկ վիճակից մյուսին:                     

Նույնաբևեռ լարումների կոմպարատոր: Նույնաբևեռ լարում­ների կոմպարատորներն օգտա­գործ­վում են երկու նույն բևե­ռակա­նու­թյան լարումների համեմատման հա­մար (նկ.4.31,ա,գ): Այս կոմպարա­տորներում մուտքային լա­րումները կի­­­րառ­­վում են ԻԳՈՒ-ի տարբեր մուտքերին: Հաստատուն լարումը, որի հետ հա­մե­մատ­վում  է  մուտ­քա­յին լարումը, կարող է կիրառվել  ինչ­պես շր­ջող, այնպես էլ չշրջող մուտ­քերին: Ենթադրենք` մի դեպքում չշրջող մուտ­քում լա­րումը հաս­տա­տուն է, և շրջող մուտքում գործող լա­րու­մը հա­մե­մատվում է դրա հետ (նկ.4.31,ա), իսկ երկրորդ դեպքում շրջող մուտ­քում  լարումը  հաստա­տուն է, և դրա հետ համե­մատ­վում է չշրջող մուտքի լա­րումը  (նկ.4.31,գ): Առաջին դեպքում  U = Uմ1 - Uմ2 < 0 ար­­ժեք­ների դեպքում , իսկ  Երկ­րորդ դեպ­­­­­քում` U=Uմ1-Uմ2 < 0 ար­ժեք­նե­րի համար դեպ­քում՝  Կոմպա­րա­­տոր­ների բնութա­գծերը կունե­նան  նկ. 4.31.բ-ում և  նկ. 4.31դ-ում բերված տես­քերը:  Երկու դեպքում էլ կոմպարատորի անցումը մի վի­ճակից մյու­սին տեղի է ունենում Uմ1= Uմ2 արժեքների դեպքում:

Տարաբևեռ լարումների կոմպարատոր: Այս կոմպարատոր­ներն օգտագործվում են տարբեր բևեռա­կա­նության լարումների համե­մատման համար: Կոմպա­րա­տորի  սխե­­­­ման և բնութագիծը  բերված են նկ. 4.32-ում: Uմ2-ը հաստատուն լա­­րում է, որի հետ հա­մե­մատվում է Uմ1 լարումը:

Որորշենք Uմ1 լարման արժեքը, որի դեպքում տեղի է ու­նե­նում կոմ­պարատորի անցումը մի վիճակից մյուսին: ԻԳՈՒ-ի շրջող մուտ­քում հոսանքների միջև կապը կլինի՝   I1+ I2 = I: Հաշվի առ­նե­լով, որ ԻԳՈՒ-ի մուտքային դիմադրությունը շատ մեծ է, դրա մուտքային I հո­սանքը կարելի է անտեսել, և այդ դեպքում կստա­նանք՝                I1= - I2: I1, I2  հոսանք­ները  որոշվում են հետևյալ հավա­սա­րումներով՝

Տեղադրելով հոսանքների արժեքները, I1 = - I2  հավա­սար­ման մեջ՝  կստանանք մուտքային լարումների միջև կապը՝

Հաստատուն Uմ2 լարման դեպքում ընտրելով R1, R2 դիմա­դ­­րու­­­­թյուն­ներից մեկը և հաշվելով մյուսը՝ ապահովվում է անհրա­ժեշտ Uմ1 շեմային լարումը:

Երկշեմ կոմպարատոր: Վերը դիտարկված կոմպա­րա­տոր­ներն միաշեմ են: Հաճախ անհրաժեշտ է որո­շել, թե մուտ­­­քային լա­րումը գըտն­վում է  U1  և U2 ար­ժեք­­նե­րի միջա­կայ­քու՞մ, թե՞ դրանից դուրս: Այդ նպա­տակով օգտա­գոր­ծվում են երկ­շեմ կոմ­պա­րա­տոր­ներ (նկ.4.33,ա):      

Երկշեմ կոմ­պա­րատորը բաղկացած է երկու միաշեմ նույ­նաբևեռ DA1, DA2 և մեկ տարաբևեռ DA3 լա­րում­ների կոմպա­րա­տոր­ներից: Շեմա­յին Uև U2 լարումների արժեք­­նե­­րը  տրվում են հաս­տա­­տուն լար­ման աղբյուրներից: Uմ<U1 արժեք­նե­րի դեպ­քում, երբ U5=(U4-U3)/2<0, ելքում բա­ցասական լա­րում է: U1 <Uմ < U2 տի­րույ­թում U5=(U4+U3)/2>U6, և ելքում դրա­կան լարում է: Uմ >U2 արժեք­նե­րի դեպ­քում U5=(U3 -U4)/2 >0, որը հան­վում է U6 լարումից (U6 > U5), և ել­քում լարումը բացասական է:

>>

 

 4.12.2. Ինտեգրալ կոմպարատորներ

ԻԳՈՒ-ով կոմպարատորների ել­քում լարման  մա­կար­դակն­­ե­րը չեն համապատասխանում թվա­յին սար­քե­րում աշ­խա­­տան­քային լար­ման U0 և U1  մակարդակ­ներին: Այդ պատճառով ա­նա­լոգային կոմ­պա­րատորը թվային սար­քի հետ միաց­նելիս պա­­հանջ­վում է նշված լա­րումների համա­ձայ­նե­ցում, որը հանգեցնում է սխե­մայի բարդաց­մա­նը:

Ներկայումս արտադրվում են ինտեգրալ կոմպա­րա­տոր­ներ, որոն­ցում ելքային լարման մակարդակները հա­վասար են թվա­յին սարքերի աշխատանքային լարման մա­կար­դակներին:

Ին­տե­գրալ կոմպարատորն ունի ԻԳՈՒ-ի կառուցվածք (նկ.4.34): Մուտ­քային կասկադը VT1…VT5 տրանզիստորնե­րով կա­ռուց­ված սի­մետ­­րիկ մուտքով և սիմետրիկ ելքով, էմիտերային հո­սանքի կայունա­ցումով դիֆերենցիալ կասկադ է: Միջանկյալ կաս­կադը VT6, VT7 տրան­զիստորներով, սիմետրիկ մուտքով և ոչ սի­մետրիկ ելքով դի­ֆերենցիալ կասկադ է, որի ելքային շղթայում միացված է R3,R4,VT9 տարրերով դիոդային սևե­ռիչը: Վերջինս ա­պա­­հո­վում է կոմպարատորի ելքում լար­­ման անհրա­ժեշտ մակար­դակ­ները: Ելքային կասկադն էմիտերային կրկնիչ է VT9-ով, որի հոսանքը ապահովվում է VT10-ով: Մուտքային և մի­ջան­կ­յալ կաս­կադ­ների մեծ ուժեղացման գործակցի շնորհիվ VT7-ը կարող է գտնվել կամ բաց և հագեցած, կամ փակ վիճա­կում: Երբ VT7-ը բաց է և հագեցած, VT8-ը փակ է: VT7-ի կոլեկտորային շղթայից ել­քային լարումը ո­րոշ­վում է հետևյալ արտահայտությամբ՝

Սխեմայում օգտագործվում են UVD1=UVD2 լարումով ստա­բի­­­­­­լի­տրոն­ներ: VT7 և VT9 տրանզիստորները հագեցված վի­ճա­կում են հետևաբար    Հաշվի առնելով նշված լա­րում­ների ար­ժեք­ները՝  վերջին  հավասարումից կստա­նանք, որ  VT7-ի փակ վիճա­կում VT8-ը բաց է, և UկVT7  լա­րու­մը որոշվում է R3, R4  լար­ման բաժանիչով: Այդ դեպ­քում ելքային լար­ման հա­մար կարող ենք գրել հետևյալ հավասա­­րումը՝

Սխեմայում R3, R4 դիմադրություններն ընտրվում են այն­պես,  որ VT7-ի փակ վիճակում U3 = U1:

Ներկայումս արտադրվում են մեծ թվով ինտեգրալ կոմպա­րա­տոր­ներ, որոնց պարամետրերը բերված են հավելված 11.2-ում: Աղմկա­կա­յու­նությունը մեծացնելու նպատակով կոմպա­րա­­տորում ավելացվում է ընտրող (ստրոբացնող) ազդանշանների համե­մատումը և փոխանջա­տումը միայն արտաքին ստրոբ իմպուլսի կիրառման պահին: Կոմպա­րատորներում ելքային կասկադը ԻԳՈՒ-ների ելքային կասկադների համեմատ, ավելի ճկուն կառուցվածք ունի, ինչը զգալի չափով մեծաց­նում է կոմպարատորի ֆունկցիոնալ հնա­րա­վորությունները: ԻԳՈՒ-նե­րում օգ­տա­գործվում են երկտակտ ելքային կասկադներ, որոնք ապա­հովում են մուտքային և ելքա­յին լարումների առավելագույն փոփո­խություն սն­ման լարումնե­րի միջակայքում: (օրինակ 140УД7 մակնիշի ԻԳՈՒ-ն, որը սնվում է   լարումներից, ապահովում է մուտքային և ելքային լա­րում­­նե­րի  աշխատանքային արժեքներ):    

Կոմպա­րատոր­ներում ելքային կասկադի տրանզիստորի էմիտե­րը հողանց­ված է, իսկ ելքային լարումը վերցվում է տրանզիստորի "բաց" (չմիացված) կոլեկտորից: Որոշ կոմպարատորներում, օրինակ 521CA3 կամ LM311-ում, ունեն միաժամանակ "բաց" կոլեկտոր և էմի­տե­ր:  

Նկ.4.35,ա-ում բերված է կոմպարատորի ելքային տրանզիս­տո­րի ընդհանուր էմիտերով միացման սխեման: +5Վ սնման լարման դեպքում սխեմայի ելքում կարող են միացվել ТТЛ, nМОП և  КМОП +5Վ սնումով տրամաբանական տարրեր: Ավելի մեծ սնման լա­րումով КМОП սխե­մաների միացման դեպքում +5Վ -ը փոխա­րին­վում է տարրի սնման լար­ման աղբյուրով:

Եթե անհրաժեշտ է փոփոխել կոմպարատորի ելքային լա­րումը սնման լարման  միջակայքում, ելքային կասկադի տրանզիստորը միաց­վում է էմիտերային կրկնիչի սխեմայով (նկ.4.35,բ): Այդ դեպքում նվազում է սխեմայի արագագործությունը միաժամանակ ելքային լա­րու­մը հակափուլ է մուտքային լարմա­նը: 

Որոշ կոմպարատորներ, օրինակ AD790, MAX907-ում, ունեն ներ­քին դրական հետադարձ կապ, որի շնորհիվ հիստերեզիսի մեծու­թյունը շեղման լարման կարգի մեծություն է:

 >>

 

 

4.12.3. Մեկ սնման լարումով կոմպարատորներ

Մեկ սնման լարումով կոմպարատորները մեծ կիրառություն ունեն ոչ ստացիոնար սխեմաներում, որտեղ սնումն իրականաց­վում է ակում­լյատորային մարտկոցներից: Դրանք աշխատում են ТТЛ և КМОП  մակ­նիշի թվային սարքերի հետ համատեղ:

Դիտարկենք LM139 (1401CA1) մակնիշի սխեման` բերված է նկ.4.36 - ում: VT1...VT4, զույգ-զույգ Դարլինգտոնի սխեմայով միացված տրան­զիս­տոր­­ներով դիֆերենցիալ կասկադի բեռը VT5, VT6 տրանզիստոր­ներով կազմված հոսանքի հայելին է: Նման միա­ցումը հնարա­վորու­թյուն է տալիս առանց ուժեղացման գոր­ծակ­ցի նվազման մուտքային դիֆերենցիալ ազդանշանից ձևավորել ոչ սիմետրիկ ելքային ազդա­նշան և նվազեցնել համափուլ ազդանշանը ընդհուպ մինչև ընդհանուր ելուստի (հողի) պոտեն­ցիալը: 

   VT7, VT8 տրանզիս­տոր­­ներով լրացու­ցիչ ուժեղացվում է համեմատվող լարումների տարբերությունը: I3, I4 հո­սանքի գենե­րա­տորներն օգտագործվում են VT1,VT4 տրանզիս­տոր­­ների ապալիցքավորումը արագացնելու նպատակով, որը հանգեցնում է մուտ­քային կասկադի ելքային լարման աճի արագացմանը:  VD1,VD2 դիոդները միացված են VT1,VT4 տրանզիս­տոր­­ների բազա-էմիտեր անցումները մուտքային լարման մեծ փոփոխում­ներից այրվելուց պաշ­տ­պանելու նպատակով: Երկու մուտքերում ընդհանուր ելուստի պոտեն­ցիալին հավասար պոտենցիալների դեպքում, VT1,VT4 -ի էմիտերների լարումները Uբէ են , իսկ VT2,VT3-ի  էմիտերների լարում­ները` 2Uբէ: Կոմպարա­տո­րի փոխանաջատումը կատարվում է, եթե VT5 և VT6 տրան­­զիստոր­նե­րի կոլեկտորների պոտենցիալները մեծ  են ընդհա­նուր ելուստի պոտենցիալից Uբէ  մեծությամբ: Կոմպարատորը նորմալ աշ­խա­տում է Uմ > - 0.3 Վ լարումով: VT8 տրանզիստորի կոլեկտորն ազատ է կոմպարատորի ֆունկ­ցիո­նալ հնարավորությունները մեծացնելու առումով: VT8-ի կոլեկ­տորի և սնման լարման միջև միացնելով համեմա­բար հզոր բեռ` վերջինիս կարե­լի է կառավարել:    

Դիտարկենք ինտեգրալ կոմպարատորի մի քանի կիրառու­թյուն­ներ:

>>

 

4.12.4. Երկշեմ կոմպարատորներ

Երկշեմ կոմպարատորի սխեման (նկ.37,ա) բաղկացած է DA1, DA2 կոմպարատորներից, որոնց ելքային U3, U4 լարում­նե­րը տրվում են DD1 տրամաբանական բազմապատկիչի մուտ­քերին:

Տրամաբանական տա­ր­րի ելքում բարձր մակարդակ է միայն այն դեպքում, երբ երկու մուտ­­քե­րում բարձր մակար­դակ­ներ են (նկ.4.37): Այդպիսի կառուցվածք ունի μA711 (521CA1) մակնիշի ինտեգրալ կոմպարատորը:      

Երկշեմ կոմպարատորի սխեման 1401CA մակնիշի միկ­րոսխե­մայի կի­րառումով, որը բաղկացած է չորս միաշեմ կոմ­պա­րատոր­նե­րից բեր­ված է նկ.4.38,ա-ում: R4-ը բեռն է, միացված կոմպարատորների ելքերի տրանզիստորների բաց կոլեկտոր­նե­րի և սնման E լարման աղ­բյուրի միջև:

Կոմպարատորի շե­մային լարումները ընտրվում են R1, R2, R3 դիմադրությունների միջոցով` համաձայն հետևյալ արտահայ­տու­թյուն­ների`

Uմ < U1 և Uմ > U2 լարումների դեպքում կոմպարատորների ելքային տրանզիստորները փակ են: Քանի որ R4-ը միացված է սնման լարման աղբյու­րին, ելքում ունենք բարձր մակարդակ: Մյուս դեպ­քերում տրան­զիս­­տոր­ներից մեկը բաց է, և ելքում ցածր մակարդակ է:

>>

 

4.12.5. Զրոյի հետ հատման դետեկտոր (Զրո-տարր)

Կոմպարատորը կարող է օգտագործվել հարմոնիկ տատա­նում­նե­րը համաչափ ուղղանկյուն իմպուլսների կերպափոխման համար: Նման կերպափոխում կարող է իրականացվել զրոյի հետ հատ­­ման դետեկ­տոր­­ներ, կամ զրո-տարրեր կոչվող սարքերի միջո­ցով: Նկ.4.38,բ-ում բեր­ված է միաբևեռ սնումով և բաց կոլեկ­տորով կոմպարատորով  զրո-տարրի սխե­ման: R4, R5 ռե­զիս­տորներով կազմված լարման բաժանիչը ապա­­հո­վում է հենա­կային U1 լարումը կոմպարատորի շրջող մուտքում:

  Եթե ընտրված է R1+R2=R5 և R3=R4 կոմպարատորի փոխան­ջատու­մը տեղի ունի Uմ = 0 դեպքում, երբ U-ը հավա­սար­­վում է U1-ին: Դրա­կան հետադարձ կապի R6 ռեզիստորը ընտրվում է շատ մեծ R5 -ի հա­մե­մատ (R6 = 2000R5), որպեսզի կոմպարա­տո­րի  անցողիկ  բնութագծի  հիստերեզիսը  լինի  նվազագույնը (սովորաբար փոքր 10մՎ-ից): VD1 դիոդը սահմա­նա­փակում է շրջող մուտքում բացասական լարման մե­ծու­թյունը (< - 0.1Վ-ից):

>>

 

4.12.6. Տարաբևեռ լարումների համեմատող սխեմա

Բացարձակ հավասար արժեքներով երկու տարաբևեռ լա­րում­­նե­րի համեմատումը կարող է իրականացվել նկ.4 39-ում բեր­ված սխեմայով:  

Վերադրման եղանակով շրջող մուտքում լարումը կորոշվի հետևյալ հավասարումով`

Հաշվի առնելով, որ կոմպարատորը շրջվում է  U3 ≈ 0 դեպ­քում  կստանանք`

R1=R2 պայմանի դեպքում U1 =-U2: Դա նշանակում է, որ սխեման համեմատում է տարաբևեռ լարումների բացարձակ ար­ժեք­ները: Դիո­դային միացումով VT տրանզիստորը պաշտպա­նում է կոմպարատորի մուտքը բացասական գերլարումներից, ինչը անհրաժեշտ է մեկ սնման լարման դեպքում: Սխեմայի ելքային լարումը ընդունում է բարձր մա­կարդակ (Uե = E), երբ դրական մուտքային լարումը բացարձակ ար­ժե­քով փոքր է բացասական մուտքային լարումից:

Կոմպարատորների այլ կիրառություններ կդիտարկենք հա­մա­պատասխան բաժիններում:

>>

 

4.13. Լարման մակարդակի սահմանափակիչներ

Լարման մակարդակի սահմանափակիչներ կոչվում են այն սար­քերը, որոնց ելքա­յին լարումը մնում է անփոփոխ, երբ մուտ­քային լա­րումը ա) գերա­զան­ցում է U1 շեմային լարումը, բ) փոք­րա­նում է U2 շե­մային լարու­մից, գ) մեծ է U1-ից և փոքր U2-ից, իսկ մուտ­քային լարման մյուս արժեք­նե­րի դեպքում կրկնում է մուտ­քա­յին լարումը: Առաջին դեպ­­քում ու­նենք սահմանա­փա­կում վերևից, երկ­րորդ դեպքում՝ ներ­քևից, եր­րորդ դեպքում՝ երկ­կող­մանի սահ­մա­­նա­փակում: Վերևից, ներ­քևից և երկ­կող­մանի սահ­մանա­փա­կիչների փոխանցման բնու­թագծերը բեր­ված են նկ.4.40 ա, բ, գ-ում` համապատաս­խանա­բար: Կախ­ված սահ­­մա­նա­փա­կի­չին ներկայաց­վող պահանջներից՝ դրանք կառուց­վում են դիոդ­­­ներով, ստաբիլիտրոններով կամ դիոդ­ներով ԻԳՈՒ-ներով և ստաբիլիտրոն­նե­րով ու ԻԳՈՒ-ներով:

     >>

 

 

4.13.1. Դիոդային սահմանափակիչներ

Դիոդային սահմանափա­կի­չում դիոդը կարող է միացվել բե­ռին հա­ջորդաբար կամ զուգահեռ: Դիտարկենք դիոդի հա­ջոր­դաբար միացու­մով սահմանափակիչի սխեման (նկ.4.41,ա): Սխե­մայում Rգ-ն՝ մուտ­քային Uմ լարման աղ­բյուրի ներքին դիմադ­րու­թ­յունն է, E0-ն՝ լար­­ման աղ­բյուրը, որի միջոցով տր­վում է սահ­մա­նա­փակման մա­կարդակը: VD1-ի բաց վի­ճակում մուտքային լա­րումը հաղորդվում է ելք, իսկ փակ վիճա­կում՝ ոչ: Նկ.4.41,ա-ից վերադրման եղանակով ելքային լարման համար կստանանք հետևյալ հավասարումը`

որտեղ Rդ-ն դիոդի դիմադրությունն է: Դիոդի բաց վիճակում (Rգ+Rդ)<<R   և ելքային լարման համար կարող ենք գրել`Uե ≈ Uմ: Փակ դիոդի դեպ­քում     Այսինքն՝ բաց դիոդի դեպքում ելք է հա­ղորդ­վում մուտքային լարումը, իսկ փակ դիոդի դեպքում` E0 լարումը: Ընդու­նելով, որ դիոդը բացվում է, երբ անո­դի պո­տեն­ցիալը մեծ կամ հա­վասար է կատոդի պոտեն­ցիա­լին, եզրա­կացնում ենք, որ դիոդը բաց­վում է Uմ < E0 ար­ժեքների դեպ­քում և փակվում է  Uմ > E0  արժեքների դեպ­քում:

 Հետևաբար սահ­մա­նա­փակիչի ել­քա­յին լա­րու­մը փո­փոխվում է նկ.4.41.ա-ում բերված տես­քով, այսինքն` սահմանափա­կումը վե­րևից է: Փոփոխելով E0 -ի մեծությունը՝ կա­րող ենք փոփո­խել սահմա­նա­փակ­ման մակար­դա­կը (ելքային լար­ման տես­քը պատկերված է, ընդու­նելով, որ Uդ = 0): Փոխելով դիոդի միացման ուղղությունը՝ կստանանք ներ­քևից սահ­մանափակիչի սխեման (նկ.4.41,բ): Այստեղ դիոդը բաց­­­վում է, երբ անոդի պոտենցիալը մեծ կամ հավասար է կա­տոդի պոտեն­ցիա­լին: Հետևա­բար, Uմ<E0 լարումների դեպքում դիոդը փակ է և ելք է հա­ղորդ­վում E0-ն, իսկ  Uմ >E0  արժեքների դեպ­քում դիոդը բաց­վում է, և ելք է անցնում Uմ - ը: Երկկողմանի սահմանափակիչի սխեման ստաց­վում է դի­տար­կ­ված երկու սխեմաների հաջորդաբար միացումով (նկ.4.42): Այս­տեղ Uմ < E01 արժեքների դեպքում VD1-ը փակ է, VD2-ը բաց է, և ելք է հաղորդվում E01 լարումը: Uմ >E01 ար­ժեք­ների դեպքում եր­կու դիոդ­ներն էլ բաց են, և ելք է անցնում  Uմ լարումը: Uմ >E02 ար­ժեք­նե­րի դեպ­քում VD1-ը բաց է, VD2-ը փակ է, ելք է հա­ղոր­դ­­վում E02 լարու­մը: Սահ­մա­­­նա­­փա­կումը  ներ­քևից E01, և վերևից` E02 մակարդա­կներում է:

 Իմպուլսային սարքերում սահմանափակիչի մուտքում սո­վո­րա­բար գոր­ծում են ուղղանկյուն իմպուլսներ (նկ.4.43): Այդ դեպ­քում պետք է հաշվի առնել դիոդի C1 և բեռի C2 ունակութ­յուն­ների ազ­դե­ցու­թյունը ել­քային լարման վրա: Պարզեցման նպա­տակով ըն­դունենք, որ մուտքում միացված է իդեալական լար­ման աղբ­յուր (Rգ=0), և սահմանափակումը կատարվում է E0 = 0 մա­կար­­­դա­կում:

Սահմանափակիչի ելքային լարման վրա ազդում են դիոդի C1 և բեռի C2 ունակությունները (նկ.4.43): Սահմանափակիչի մուտքում t = t1 պահին ունենք լար­ման դրա­­կան թռիչք, որի դեպքում դիոդով  հոսանքը փոքր է, և ել­քում լա­րումը որոշվում է ունակություններով կազմված լարման բա­ժա­նի­չով հետևյալ հավասարումով՝

որտեղ  Um = Um1 + Um2,      KC = C1/(C1+C2):

Այնուհետև t1 - ից t2 ժամանկահատվածում տեղի է ունենում C1, C2 կոնդենսատորների լիցքավորում, որը մուտքային ինպուլսի մեծ տևո­ղու­թյան ընթացքում ավարտվում է ավելի շուտ (նկ.4.43): Մուտքային ինպուլսի ավարտի պահին, քանի որ դիոդը բաց է, ելքում լարումն ընդունում է  Uեm = RUm1 / (R+Rդ ) արժեքը:   

Այսպիսով C1, C2 ունակություններն աղավաղում են ել­քա­յին իմ­պուլ­­սի գագաթը և ճակատները: Դրանց ազդեցութ­յու­նը թու­լաց­­նե­լու հա­­մար պետք է օգտագործել փոքր ունա­կու­թյամբ դիոդ և բեռ:               

Անցնենք դիոդի զուգահեռ միացումով սահմանափա­կիչ­ների դի­­­տարկմանը:  Վերևից  սահմանափակիչի սխեման բեր­ված է նկ.4.44-ում: 

   Սահմանափակումն առկա է դիոդի բաց վի­ճա­­կում, երբ վեր­ջի­նիս դի­մադ­րությունը  շատ  փոքր է,  և հոսանքի փո­փո­խությունը էա­կան ազ­դե­ցու­­թյուն չունի դիոդի վրա լարման անկման վրա: Մուտ­քա­յին լարման փո­փո­խու­թ­յան պատճառով հոսանքի փոփո­խութ­յու­նը հանգում է սահ­մա­նա­փակ­ման R դի­մադ­րության վրա լար­ման անկ­ման փոփոխությանը, իսկ ելքային լարումը մնում է անփոփոխ: Օգտ­վելով վերադրման մե­թոդից՝ սահմանափակիչի ելքային լար­ման համար կարող ենք գրել հե­տև­յալ արտա­հայ­տու­թ­յու­նը՝

Մուտքային լարման Uմ < E0 արժեքների դեպքում դիոդը փակ է, և  արժեքների դեպքում դիոդը բաց է, և առկա է Rդ << Rգ+R պայմանը և        Հետևա­բար, սխեման իրա­կանացնում է սահմանափակում վերևից: Ներքևից սահմանափակիչի սխեման կա­րող ենք ստանալ՝  փո­խելով դիոդի միացման ուղղությունը (նկ.4.45): Այս սխե­մայում դի­ո­դը բաց է Uմ < E0 լարումների դեպքում և ելք է փո­խան­ց­վում E0  լա­րումը: Uմ >E0 արժեքների դեպքում դիոդը փակ է, և

   Դիոդի զուգահեռ միացումով երկկողմանի սահմանափակի­չում միացվում են VD1,VD2 դիոդները հակառակ ուղղություններով, և E01, E02 լարման աղբյուրները (նկ.4.46):   լարումների  դեպ­քում երկու դիոդներն էլ փակ են և ելք է հա­ղորդվում մուտքային լա­րումը:

  արժեքների դեպքում VD2-ը բաց է,  VD1-ը փակ,  և ելք է հա­ղորդ­վում E02 -ը:  արժեքների դեպքում բաց է VD1-ը, փակ է VD2-ը, և ելք է հաղորդվում E01 -ը: Փոփոխելով E01 և E02 լա­­րում­­նե­րի միացման բևե­ռա­կա­նու­թ­յունը և արժեքները՝ կարող  ենք ստա­նալ տարբեր տես­քե­րի երկ­կողմանի սահմա­նա­փա­կում­ներ (նկ.4.46): Մաս­նա­վոր դեպքում վերցնելով  կա­րող ենք սինուսո­ի­դա­յին լա­րու­­մից ձևավորել ուղղանկյուն իմ­պուլս­ներ:

Անցողիկ պրոցեսները դիոդի զուգահեռ միացումով սահ­մա­նա­­փա­կիչում պայմանավորված են դիոդի և բեռի ունա­կու­թյուն­ներով (C=Cդ + Cբ): Սահմանափակիչի համարժեք սխե­ման բեր­ված է նկ.4.47-ում (պարզության համար ընդու­նում ենք Rգ=0, E0=0): 

  Են­թադ­րենք մուտքին տրվում է լարման ուղղանկյունաձև իմպուլս (նկ.4.47): Մինչ t1 պահը C-ն լիցքավորված է մուտքային Um2 լա­րու­մով: Երբ t1 պահին լարումը թռիչքաձև փոխվում է, C-ի դիմադ­րու­թ­յու­նը շատ փոքր է, հետևաբար թռիչքն ընկնում է Ru–ի վրա և ելք չի հա­­ղորդ­վում (նկ.4.47): Ժամանակի t2 - t1 տեղա­մասում C- ն վերա­լիցք­վորվում է Um1 լարումով: C-ի վրա լարման բևեռակա­նու­թյունը փոխ­վում է: Երբ այդ լա­րու­մը հավասարվում է դիոդի բաց­ման լար­մա­նը, այն բացվում է, և ունա­կության հետա­գա լիցքա­վո­րումն ընդ­հատ­վում է: Ժամանմակի t3 պա­­հին մուտ­քում նորից թռիչք է, այն ելք չի հաղորդվում: Այնու­հետև C-ն լից­քա­վորվում է Um2 լարումով, և դիո­դը փակվում է:

Այսպիսով եզրակացնում ենք, որ ինչպես դիոդի հաջոր­դա­կան, այն­պես էլ զուգահեռ միացման դեպքում լար­ման ամպլի­տու­դի սահ­մանա­փակմանը զուգընթաց իմպուլսի ճակատ­ներն աղա­վաղ­­վում են: Աղա­վա­ղումները փոքր են, եթե օգտագործվում են իմպուլ­­սա­յին դիոդներ:

Որոշ սխեմաներում սահմանափակիչի մուտքին լարու­մը տր­­­­վում է բաժանիչ կոնդենսատորի միջոցով, որի պատճառով սահ­մա­­­նա­փակ­ման մակարդակը փոփոխվում է: Դա պայմա­նա­վոր­­ված է նրա­նով, որ իմ­պուլ­­սի առկայության դեպքում կոնդեն­սատորի լից­քա­վոր­ման ժամա­նակ վերջինում կուտակ­վում են լից­քեր: Դադարի ըն­թաց­քում լիցքերի քանակը նվազում է: Դիո­դի միաց­ման դեպքում ոչ գծա­յին բնութագծի պատճառով դա­դարի ընթացքում լիցքերի քա­նա­կի նվազումը ավելի դան­դաղ է տեղի ունենում, քան իմպուլսի ըն­թաց­քում դրանց կու­տա­կումը: Արդյուն­քում կոնդենսատորի վրա ա­ռա­ջանում է հաս­տատուն լարում, որը  և  փոխում է սահմանա­փակ­­­ման մա­կար­դակը: Այդ լար­­ման առաջացման երևույթն անվանում են դի­նա­­միկ շեղում: Դիտարկենք դի­նամիկ շեղումը նկ.4.48-ում պատ­­­կեր­ված սխե­մայի օրինակով: Սխե­մայում C-ն բաժանիչ կոնդենսատոր է, որով Uմ-ը տրվում է սահմա­նա­փակիչին: Դիոդի բացա­կա­յության դեպ­քում, երբ մուտքային լարման արժեքը դրական է, C-ն լիցքա­վորվում է, իսկ երբ բացա­սա­կա­ն է` լից­քա­թափվում է: Եթե  դինամիկ շե­ղու­մը բա­ցա­­կա­յում է, քանի որ լիցքա­վորումը և լիցքա­թա­փու­մը  կատարվում  են միև­նույն շղթա­յով և հավասար ամպլի­տու­դով լարումներից:

Դիոդի առ­կայության դեպքում C-ն լիցքավորվում է դրական լարման ընթացքում, երբ դիոդը բաց է: Լիցքավորման ժամանակի հաստատունն ու­նի  ար­ժե­քը, լիցքաթափման ժամանակ դիոդը փակ է, և ժա­մա­­նա­կի հաս­տա­տունն ունի արժեքը (դիոդի դիմադ­րու­­թ­­յու­­­նը անտե­սում ենք, քանի որ բաց վիճակում այն փոքր է, իսկ փակ վիճակում` շատ մեծ): Ժամանակի հաստատունների հա­­մե­մա­տու­թյունից բխում է, որ , հետևաբար սիմետ­րիկ մուտ­քա­­յին լար­ման դեպ­քում C-ի վրա կառա­ջա­նա հաստատուն UCմ բա­­ղադ­րի­չը (նկ.4.48), որը շեղում է ելքային լա­րու­մը 0-ի նկատմամբ: Որոշ  սխե­մաներում այդ շեղումն օգ­տա­գործվում է սահմանափա­կիչի ել­քում սկզբնա­կան հաս­տա­տուն լարում ստա­նալու համար, և նման սահ­մանա­փա­կիչը կոչ­վում է մակարդակի սևեռիչ:

>>

 

4.13.2. ԻԳՈՒ-ի և դիոդների կիրառումով սահմանափակիչներ

Դիոդային սահմանափակիչերն ունեն երեք հիմնական թե­րու­­թ­յուն: Նախ շրջապատի ջերմաստիճանի փոփոխութ­յու­նից փո­­փոխ­վում է սահ­մանափակման հաշվարկային մա­կարդակը, մյուս կող­մից՝ լարման ցածր մակարդակների սահ­մա­նափակումն անհնա­րին է դիոդի վրա լար­ման անկման պատճառով, և վեր­­ջա­պես՝ միև­նույն մակնիշի դիոդ­ներն ունեն տարբեր ահմանափակ­ման մա­­կար­դակ­ներ՝ բնութագծերի ոչ նույնության պատ­ճա­ռով:

Նշված թերությունները զգալիորեն վերացված են ԻԳՈՒ-նե­րով և դիոդներով սահմանափակիչներում: Դիտարկենք այդպիսի սահ­մա­նափակիչների սխեմաները:

ԻԳՈՒ-ի հետադարձ կապի շղթայում ռեզիստորային լարման բաժանիչով սահմանափակիչներ: ԻԳՈՒ-ի հետադարձ կապի շղթա­յում ռեզիստորային լարման բաժանիչով սահմանափակիչի սխե­ման և բնու­թագի­ծը բերված են նկ.4.49-ում: R2 ռեզիստորի մի­ջո­­ցով ուժե­ղա­րարում մտցվում է բա­ցասական հետադարձ կապ: Հե­տա­դարձ կապի շղթայում միաց­վում է նաև VD1 դիոդը, որին կի­րառվում է լարում՝ E1 աղ­բյու­րից R3, R4 ռե­զիս­տորներից բաղ­կա­ցած լարման բաժանիչով Մուտ­քային  լարման Uմ  < U1 ար­ժեք­ների դեպքում  (U1 - ը շե­մա­յին լարումն է,   որից սկսում է սահմա­նափակումը) VD1-ը փակ է: R2 - ին զուգահեռ միաց­վում է R3 + Rդ դիմադ­րությունը,որը շատ մեծ է R2-ից,  հետևաբար այն չի ազ­դում սխե­մայի աշխա­տան­քի վրա:

Սահ­մանափակիչն աշխա­տում է շ­ր­ջող մասշտաբային  ուժե­­ղարա­րի ռեժիմում, և մուտ­քային  լարումն  ուժեղացվելով K1 = - R2 / R1 գոր­ծակ­ցով` հա­ղորդ­վում է ելք: Երբ մուտքային Uմ  լարումը գե­րա­­զան­ցում է U1 շեմա­յին լարմանը, VD1 դիոդը բաց­վում է, և R2-ին զուգա­հեռ է միանում R3-ը` բաց դիոդի փոքր Rդ դիմադ­րու­թյան միջոցով: Այժմ սխեմայի ուժեղացման գործակիցը որոշվում է հետևյալ ար­տա­հայտու­թյամբ՝         

Անտեսելով Rդ-ն ուժեղացման գործակցի համար կստա­նանք՝

Սահմանափակում ստանալու նպատակով վերցվում է R3<<R2­, և  այդ դեպքում ստացվում է այսինքն՝ դիոդի բաց­ման պա­հից ելքային լարումը մնում է համարյա անփո­փոխ (նկ.4.49):

Որոշենք սահմանափակման  արժեքի և սխեմայի տար­րե­րի պա­րամետրերի կապը: Այդ նպատակով գրենք դիոդի վրա լար­ման արտա­հայտությունը: Դիոդի անոդին կի­րառ­ված է ԻԳՈՒ-ի մուտ­քային U լա­րու­մը, որը ԻԳՈՒ-ի մեծ ուժեղացման գոր­ծակցի պատ­ճառով շատ փոքր է  Դիո­դի կատոդի Uա լարումը որո­­շում ենք վերադրման մեթոդով, որն արտահայտվում է հետև­յալ հա­վա­սա­րումով՝

Դիոդի վրա լարումը բացման պահին որոշվում է հետև­յալ հա­վա­սա­րումով՝

Հաշվի առնելով, որ դիոդի բացման պահին , վեր­ջին հա­վասարումից սահմանափակման մակարդակի համար կս­տա­նանք հե­տև­յալ արտահայտությունը`            

Վերջին հավասարումից երևում է, որ R3, R4 դիմադրութ­յուն­նե­րի ընտ­րումով կարող ենք սահմանափակիչի ելքում ա­պա­հովել պա­­հանջ­վող սահմանափակման մակարդակը:

Դիտարկված սահմանափակիչի թերությունն այն է, որ Uմ>U1 ար­ժեքների դեպքում ելքային Uե լարումը հաստատուն չի մնում (նկ.4.49), այլ որոշ չափով փոփոխվում է: Այդ թերությունը կա­րելի է վերացնել` ընտրելով R3<<R2, քանի որ այդ դեպքում հա­մա­ձայն (4.60)-ի, ուժե­ղաց­ման գործակիցը մոտա­վո­րա­պես զրո է: Սա­­կայն R3-ի փոքրացումը հան­գեցնում է  փոքրացմանը, իսկ դա չի ապա­հո­վում պահանջ­վող սա­հ­մա­նափակման մակար­դակը:

Սահմանափակում վերևից կստանանք՝ փոփոխելով դիո­դի միաց­­­ման ուղղությունը և E1 լարման միացման բևեռականու­թյունը (նկ. 4.50): Այստեղ Uմ > U2 արժեքների դեպքում VD2 դիոդը փակ է, և սխե­­­­ման աշ­խատում է ուժեղարարի ռեժիմում: Մուտքային լա­րումն ուժե­­ղանում է K1=-R2/R1 գործակցով և հա­ղորդ­վում է ելք: Uմ <U2 արժեքների դեպքում VD2- ը բացվում է, և R5 - ը  միա­նում  է  R2- ին զու­գահեռ:

Ուժեղացման գոր­ծակիցը փոք­րանում է և ըն­դու­նում է  արժե­քը: (R5+Rդ) << R2-ի դեպ­քում  և ելքային լարումը փո­փոխ­­վում է աննշան չափով (նկ.4.50): Սահմանափակ­ման   մա­կար­դա­կը որոշ­վում է նույն եղա­նա­­­կով, ինչ որ ներքևից սահմա­նա­­փակ­ման դեպ­քում և հավասար է՝   

Գործնական մեծ կիրառություն են գտնում երկկողմանի սահ­­մա­նա­փակիչները: Երկկողմանի սահմանափակիչի սխեման ստաց­­­վում է վե­րևից և ներքևից սահմանափակիչ­ների սխե­մա­ների համա­տե­ղումից (նկ.4.51): Սխեմայի աշխատանքի էությունը հե­տև­յալն է: Մուտքային ազդա­նշանների U2 < Uմ < U1 արժեքների դեպ­քում դիոդ­ները փակ են: Սխե­ման աշխատում է մասշ­տա­բային ուժե­ղա­րարի ռեժիմում, և մուտ­քային լարումն ուժեղանում է K1 = - R2 / R1 գոր­ծակցով: Uմ >U1 արժեք­նե­րի դեպքում VD1-ը բացվում է, իսկ VD2-ը մնում է փակ: R3 ռեզիստո­րը միանում է զու­գահեռ R2-ին, և ստա­նում ենք սահմանափակում ներ­քևից: Uմ<U2 արժեք­նե­րի դեպ­քում բացվում է VD2-ը, իսկ VD1-ը՝ փակ է: Ունենք սահ­մա­նափա­կում վերևից:   ելքային լարում­ները որոշ­վում են (4.61) և (4.62) հա­վա­սա­­րումներով:

Դիտարկված սահմանափակիչներն ունեն թերություն­ներ: Սահ­­­­մա­նափակման ռեժիմում    լարումները հաս­տա­տուն չեն: Բացի այդ, շրջապատի ջերմաստիճանի փոփո­խու­թյունից փո­փոխ­վում է դիոդի վրա լարման անկումը, որը բերում է ելքային լար­­ման փո­փոխ­ման: Սակայն այս սխե­մաներն ունեն մի կարևոր առա­վելություն, դա ելքային սահ­մա­նափակման լարման  կար­­գա­վորման հնարավո­րու­թյունն է, որը իրականացվում է R3...R6 դի­մադրությունների ընտրու­թյամբ:

          >>

 

4.13.3. ԻԳՈՒ-ի հետադարձ կապի շղթայում   ստաբիլիտրոններով սահ­մանափակիչներ

ԻԳՈՒ-ի հետադարձ կապի շղթայում ռե­զիս­տո­րա­յին լարման բա­ժա­­­նի­­չով սահ­մանափակիչներում  ելքային  սահմա­նա­փակ­ման լա­րումն ապա­­հով­վում է լարման բաժանիչի և E լար­ման աղբ­յու­րի մի­ջո­ցով:

Սխե­մայի պարզեցման նպատա­կով որոշ դեպ­քե­րում լար­ման բա­ժանիչը փո­խարինվում է ստա­բիլիտրոնով: Այդպիսի միակողմանի սահ­մանափա­կման սխեման բերված է նկ. 4.52-ում: ԻԳՈՒ-ի հետադարձ կա­պի շղթայում VD2 դիոդին հա­ջոր­­դա­բար միաց­ված է VD1 ստաբիլիտ­րո­նը: Մուտքային լար­ման Uմ>U2  արժեքնե­րի դեպքում VD2 դիոդը փակ է: Ուժեղաց­ման գոր­ծա­կիցն ունի K1 = - R2 /R1 արժեք, և Uմ-ը ուժեղանա­լով K1 անգամ հա­ղորդվում է ելք: Uմ <U2 ար­ժեք­­նե­րի դեպքում VD2 դիո­դը բաց­վում է, VD1 ստա­բիլիտրոնով հոսանք է անցնում, նրա վրա լա­րումը հա­վա­սարվում է կայու­նացման լարմանը և մնում է անփոփոխ: Ու­ժեղաց­ման գոր­ծակիցն ընդու­նում է հետևյալ արժե­քը՝

 Քանի որ Ru և Rդ դիմադրությունները շատ փոքր են,  լա­րու­մը կորոշվի  հավասարու­մից, հաշվի առ­նելով, որ  Սահմանափակում ներքևից կարելի է ստա­նալ՝ շրջելով դիո­դի և ստաբիլիտրոնի միացման ուղղությունները, և կստանանք`

Երկկողմանի սահմանափակիչի սխեման բերված է նկ. 4.53 -ում: Սխեմայի հետադարձ կապի շղթայում միացված են VD1, VD2 ստա­բի­լիտրոնները հակառակ ուղղություններով:

Մուտ­­քային ազ­դա­նշանի բացասական արժեքների դեպքում  VD2 ստա­­­­բիլի­տ­րո­նին կի­րառվում է ուղիղ լարում, այն աշխա­տում է դիո­դի ռե­ժի­մով: VD1­-ին տրվում է հակառակ լարում: Սխեման ըն­դու­նում է նկ.4.52-ի տեսքը և աշխատում է վերևից սահմանա­փակ­ման ռե­ժի­­մով: Մուտ­քային ազդանշա­նի դրական արժեքների դեպ­­քում VD1-ը բաց է VD2-ին կիրառված է հակառակ լարում, այն աշխատում է ստա­բիլիտ­րոնի ռեժիմում, իսկ սխեման` ներքևից սահմանափակիչի ռեժի­մում: ԻԳՈՒ-ի հետադարձ կապի շղթայում ստաբիլիտրոնով սահ­մա­նա­փա­կիչն օժտված է մի թերությամբ: Ելքային սահ­մա­նա­փակ­­ման լար­ման արժեքն այստեղ պայմանավորված է ստա­բիլիտրոնի կա­յու­նացման Uս  լարումով, և այն հնարավոր չէ կարգա­վո­րել:

Սահմանափակման` իրարից տարբերվող և  մա­կար­դակ­­ներ ստանալու համար սխեմայում պետք է միացվեն տար­բեր  կայու­­նաց­­ման լարումներով ստաբիլիտրոններ:

>>

 

4.13.4. Ճշգրիտ սահմանափակիչներ

Դիտարկված սահմանափակիչներում սահմանա­փակ­ման որա­կը պայմանավորված է ԻԳՈՒ-ի հետադարձ կապի շղթա­յում օգտագործվող տարրերի (դիոդների, ստաբի­լիտրոնների) դիմադրությունների, վերջա­վոր (ոչ զրոյա­կան) ար­ժե­քով, և շրջա­պատի ջերմաստիճանի փոփո­խու­թյունից դրանց պա­րա­մետ­րե­րի փոփոխմամբ:

Նկ. 4.54-ում բերված է ճշգրիտ կամրջակային սահ­մա­նա­փա­կիչի սխե­ման: Այստեղ ԻԳՈՒ-ի հետադարձ կապն իրա­կա­նաց­վում է դիոդային կամրջակով (VD1,VD2,VD3,VD4): Սահմա­նա­­փակ­ման   մա­կար­դակները իրականացվում են E1, E2 լարման աղբ­յուրների և R3, R4 ռե­զիս­տորների միջոցով: R1, R2 ռեզիս­տոր­ների ընտրմամբ ապահովվում է անհրաժեշտ ու­ժե­ղաց­ման գոր­ծա­կիցը:

Մուտքային լարման  արժեքների դեպքում բ և դ կե­տե­րում լարումներն ունեն այնպիսի արժեք, որ դիոդները բաց են: Դիոդ­ների միջոցով ա-ն միացվում է գ-ին, և սխեման աշ­խա­տում է չշրջող մասշտաբային ուժեղարարի ռեժիմով: Մուտքային լա­րու­մն ուժեղանում է K= (1+ R2 / R1) գործակցով:

Uմ >U1 արժեքների դեպքում Uա-ն գերազանցում է Uբ-ին, հե­տևա­բար VD1, VD4 դիոդները փակվում են, իսկ VD2, VD3 դիոդ­ները մնում են բաց: VD2 բաց դիոդով ելք է հաղորդվում Uբ լարումը: Uմ<U2 արժեք­ների դեպքում, երբ Uա<Uդ, փակվում են VD2, VD3 դիոդները, իսկ VD1, VD4 դիոդները մնում են բաց: Այժմ ելք է հա­ղորդ­վում  Uդ-ն VD4-ով:

Այսպիսով,  մուտքային լարման U2<Uմ<U1 արժեքների դեպ­­­քում Uե=Uա=(1+R2 / R1)Uմիսկ Uմ >U1 դեպքում Uե=Uբ  և Uմ<U2 դեպքում՝ : Քանի որ U1 <Uմ< U2  արժեքների դեպքում ելքա­յին լա­րումը որոշվում է բ և դ կետերի լարում­ներով, որոշենք դրանց մե­ծու­թյունները: VD1, VD4 դիոդների փակ վիճակում, ան­տե­սելով VD2-ի վրա լարման անկումով, Uբ-ի համար կարող ենք գրել հետևյալ հա­վասարումը՝

-ն որոշում ենք VD2, VD3 դիոդների փակ և VD1, VD4 դիոդ­­­ների բաց վիճակում՝ անտեսելով VD4 - ի վրա լարման անկումը՝    

Ստացված հավասարումները ցույց են տալիս, որ մուտ­քային լար­ման U1<Uմ<U2 արժեքների դեպքում ելքային Uե=Uբ և Uե=Uդ լա­րում­ները մնում են անփոփոխ: Քանի որ E1, E2  լարում­ները  հաս­տա­տուն են  սահ­մա­նա­փակ­­ման մա­կար­դակներն ավե­լի կայուն են, քան նա­խորդ սխե­մա­­ներում:

>>

 

4.14. Ակտիվ զտիչներ

4.14.1. Ընդհանուր  դրույթներ

Զտիչը կիրառվում է մուտքային բարդ տար­րա­պատկերով (սպեկ­տ­րով) էլեկտրական ազդանշա­նից, հաճախու­թյուն­ների տրված տիրույ­թում գտնվող տատա­նում­­ների թողանցման, և այդ տի­­րույթից դուրս  գտ­ն­վող տատա­նում­­ների ելք հաղորդ­ման արգելակման նպատա­կով: 

Զտիչի ելք հաղորդվող տատանումների հաճախությունների տի­րու­յ­թը, կոչվում է թողանցման շերտ, իսկ  հաճախու­թյունների տիրույ­թը, որտեղ զտիչն արգելում է հաղորդումը ելք` արգելման գոտի:

Զտիչները բաժանվում են երկու խմբի` պասիվ և ակտիվ: Պասիվ զտիչ­ներում ուժեղացնող տարրերը բացակայում են: Դրանք կառուց­վում են պասիվ տարրերով` ռեզիստորներով և կոնդենսատորներով RC, կամ ռեզիստորներով և ին­դուկտիվություններով LC զտիչներ:

Ակտիվ զտիչներում օգտա­­գործ­վում են ուժեղարարներ: Ուժե­­­ղա­րար­­ների կիրառումը ապա­հովում է զտիչներում հաճա­խու­թյունների  թողանց­ման շերտում ազդանշանի ուժեղացում, ինդուկտիվու­թ­յուն­նե­րի կիրառման բացառում (ինդուկտիվու­թյուն­ների պատ­րաստման հա­մար միկրոսխեմա­ներում պահանջ­վում են բարդ տեխնոլոգիաներ) և փոքր չափսեր:  Միաժամանակ   ուժե­ղա­րարների կիրառումը  պա­հան­­ջում  է սն­ման լարման աղ­բյուր, փոքրացնում է հուսալիու­թյունը, առաջանում են լրացուցիչ ոչ գծային աղավաղումներ: Սակայն փոքր չափսերը և պատ­րաս­տ­ման ինտեգրալ տեխնո­լոգիաների ավտոմա­տա­ցումը ակ­տիվ զտիչների կիրառումը դարձրել է գերա­դասելի` պասիվ զտիչնե­րի համեմատ: 

Ըստ հաճախությունների թողանցման և արգելման գոտ­ի­ների դասավորության զտիչ­ները բաժանվում են`

          1. Ցածր հաճախությունների (նկ.4.55,ա), որոնք ելք են հա­ղոր­­­դում ω=0–ից մինչև ωկ կտրման անկյունային հաճախու­թյան ազդա­նշան­ները և արգե­լում են ωկ-ից մեծ հաճախության ազդանշան­ների անցմանը ելք:

          2. Բարձր հաճախությունների (նկ.4.55,բ), որոնք ելք են հա­ղոր­­դում ωկ կտրման անկյունային հաճախությունից մեծ հաճա­խու­թյան ազ­դա­­նշան­ները և արգելում են ωկ-ից փոքր հաճա­խության ազ­դանշան­ների անց­մանը ելք:

          3. Շերտային հաճախությունների (նկ.4.51,գ), որոնք ելք են հա­ղոր­­դում ω1-ից  ω2 տիրույթում գտնվող հաճախության ազդա­նշան­ները և արգելում են ω1-ից փոքր և ω2-ից մեծ հաճա­խու­թյան ազդանշան­ների անց­մանը ելք:

          4. Ռեժեկտորային (նկ.4.55,դ), որոնք ելք են հա­ղոր­­դում ω = 0–ից ωև ω2–ից մեծ հաճախության ազդա­նշան­­ները և ար­­գե­լում են ω1 -ից ω2 տիրույթում գտնվող հաճախության ազ­դա­նշան­ների անց­մա­նը ելք:

Զտիչների  իրական  ամպլիտուդա - հաճախական  բնու­թա­­գծե­րը բեկ­յալ գծեր չեն: Այդ պատճառով դրանց  գործնա­կան իրա­կանացումը հայտ­նի տարրերով հնարա­վոր չէ      (կոն­դեն­սա­տորների լիցքավո­րումը և լիցքաթափումը կատարվում է էքսպո­նենտի օրենքով:

Զտիչ­ների նախա­գծման ժամանակ  ամպլի­տուդա- հաճա­խա­­կա­ն բնութագիծը (փոխանց­ման ֆունկցիան) փոխարին­վում է հայտնի տար­րերով իրականացվող  բեկյալ գծով: Այնուհետև նախագծումը կա­տար­վում է հետևյալ հաջոր­դա­կանությամբ`

     1.Կազմվում է զտիչի մաթեմատիկական մոդելը (փոխանց­ման ֆուն­կ­­ցիան), որը բավարարում է նախագծման պահանջնե­րին: Դա կոչվում է փոխանց­ման ֆունկցիայի մոտարկում (ապրոկ­սիմացում):

     2. Ընտրվում է զտիչի մոդելի իրականացման սկզբունքը, գնա­հատ­­վում են սպասվող արդյունքները  և անհրաժեշտության դեպքում կատարվում մոդելի ճշգրտում:

     3. Կատարվում է մոդելի հաշվարկ` ելնելով զտիչին առա­ջա­դրված պահանջներից: 

Շղթաների տեսությունից հայտնի է, որ կենտրոնացված պա­րա­մետրերով տարրերով շղթաների իրականացման դեպքում, փոխանց­ման ֆունկցիան պետք է ներկայացվի բազմանդամների հարա­բերու­թյամբ`       

Փոխանցման ֆունկցիան միանշանակ բնորոշվում է զրո­նե­րով և բևեռ­ներով: Ֆունկցիայի բևեռների թվով որոշվում է զտիչի կարգը (առա­ջին, երկրորդ …,n-երորդ):

Պարզագույն  դեպքում փոխանցման ֆունկցիայի համարիչը հաս­տա­տուն մեծություն է: Նման զտիչը անվանում են պոլի­նո­մինալ զտիչ:

Զտիչների ամպլիտուդա - հաճախական բնութագծի մոտարկման հա­մար մեծ կիրառություն են գտել Չեբիշևի, Բեսելի, Կաուերի Բատեր­վոր­տի և այլոց բազմանդամները:

Դիտարկենք զտիչների նախագծման ժամանակ մեծ կիրառություն գտած մոտարկման եղանակները:      

>>

                     

4.14.2. Ցածր հաճախական զտիչներ

Պարզագույն RC զտիչի սխեման բերված է նկ. 4.56- ում: Այդ զտիչի փոխանցման ֆունկցիան որոշվում է W(s)=1/(1+sRC) արտահայ­տու­թյամբ: Փոխարինելով s-ը jω-ով` կստանանաք զտի­չի հաճախական բնութագիծը` W(jω) = 1/( 1+ jωRC):

Բոլոր զտիչների նախա­գծման ընդհանուր եղանակ մշակա­ման նպատակով ավելի հարմար է s կոմպլեքս փոփոխականը փոխարինել չափորոշված  փոփոխա­կա­նով:   հարա­բե­րու­­թյունը կոչվում է զտիչի չափորոշված ան­կյու­նային հաճախու­թյուն:

Զտիչի կտրման  հաճախությունը հավասար է 1 / RC,  հետևա­բար S = sRC և զտիչի փոխանցաման ֆունկցիան կլինի ՝

Օգտվելով փոխանցման ֆունկցիայի վերջին արտահայ­տու­թյունից` զտիչի չափորոշված փոխանցման գոր­ծակցի համար կարող ենք գրել`    

Ω >>1, այսինքն զտիչի մուտքային ազդանշանի  ω  հաճա­խու­­թյան կտրման ωկ հաճախությունից շատ մեծ արժքների դեպքում (Ω >>ωկ ) կստանանքW(jΩ)=1/Ω: Դա նշանակում է, որ հաճախության մեծա­ցու­մից զտիչի փոխանցման գործա­կի­ցը փոքրանում է 20դԲ/դեկ-ով:

Զտիչի փոխանցման գործակցի նվազման ավելի մեծ արա­գություն կարող է ապահովվել n թվով պասիվ RC զտիչների միացումը Այդ դեպքում զտիչի փոխանցման ֆունկցիան`

որտեղ a1, a2, . . , an - ը դրական իրական գործակիցներ են: Վերջին հավա­սա­րումից երևում է, որ Ω >>1 դեպքում W(j Ω)=1/Ωn :      

Ցածր հաճախական զտիչների փոխանցման ֆունկցիան, ընդհա­նուր դեպքում, կարող է նկարագրվել հետևյալ կերպ`

որտեղ c1, c2, . . . , cn-ը դրական իրական գործակիցներ են, K0 զտիչի ուժեղացման  գործակիցն է զրո հաճախության դեպքում: Զտիչի կարգը որոշվում է  S-ի առավելագույն արժեքով: Զտիչի նախագծման ժամա­նակ անհրաժեշտ է հայտարարի բազ­ման­դամն արտահայտել բազմա­պատկիչների արտադրյալով: Եթե բազմանդամի զրոների թվում կան կոմպլեքսայիններ, ապա  հնարավոր չէ (4.70)-ը կիրառել: Նման դեպ­քերում անհրաժեշտ է այն ներկայացնել քառակուսային եռանդամների արտա­դրյա­լով`

որտեղ ai և bi գործակիցները դրական իրական թվեր են:

Վերջին արտահայտությունը ցույց է տալիս, որ բոլոր պոլու­նոմ­ի­նալ զտիչները, որոնց փոխանցման ֆունկցիայի հայտա­րարը բազման­դամների արտադրյալ է կարող է ձևավորվել երկ­րորդ կարգի զտիչների միացումով: Ընդ որում կենտ թվով կարգի զտիչներում bi գործակիցը հավասար է զրոյի:        

 (4.71) տեսքի փոխանցման ֆունկցիաներ իրականացվում են ակ­տիվ զտիչների կիրառումով:

Դիտարկենք ցածր հաճախական զտիչնեչի փոխանցման ֆունկ­ցիայի նկարագրման մոտարկման (ապրոկսիմացման) մի քանի եղա­նակ­ներ: Լայն կիրառություն են ստացել Բեսելի, Բատերվորդի, Չեբիշևի և Կաուերի մոտարկման բազմանդամներով նկա­րա­գրվող զտիչները, որոնք կոչվում են նշված բազմանդամների հեղինակների անունով: Դրանք տարբեր ճշգրտությամբ են մոտարկում իդեալական զտիչների  փոխանցման ֆունկ­ցիա­ները և տարբերվում են իրարից զտիչի մուտ­քում կիրառված աստիճանաձև ազդանշանից արգելման գոտու սկզբնա­մասում ամպլիտուդա- հաճախական բնու­թագծի թեքությունով և տա­տանումների տեսքով: Համեմատության նպատակով վերոհիշյալ չորրորդ կարգի բոլոր զտիչների ԱՀԲ-ը բերված են նկ. 4.57 -ում:

Բատերվորդի զտիչի ԱՀԲ -ը ունի համեմատաբար երկար հո­րի­զո­նական մաս և կտրման հաճախությունից հետո արագ նվա­զում է: Այդ զտիչի անցողիկ բնութագիծը մուտքային աստիճա­նա­ձև ազդանշանի դեպքում տատանողական է: Զտիչի կարգի մեծացումից տատնումները ուժեղանում են: Բատերվորդի n -րդ կարգի զտիչի ԱՀԲ -ը որոշ­վում է հետևյալ արտահայտու­թյամբ `

որտեղ n =1, 2,  3...:

Այդպիսի զտիչի իրականացնումը ֆիզիկապես հնարավոր չէ, այդ պատճառով այն իրականացվում է բազմանդամների կիրա­ռու­մով:

Չեբիշևի ԱՀԲ - ն կտրման հաճախությունից հետո նվազում է ավելի մեծ արագությամբ, սակայն թողանցման միջակայքում այն տա­տա­նողական է հաստատուն ամպլիտուդով: Անցողիկ բնութագծում տատա­նո­ւմներն ավելի մեծ են քան Բատերվորդի զտիչում: Չեբիշևի  ԱՀԲ - ն նկա­րագրվում է հետևյալ կերպ`

որտեղ n =1, 2,  3..: Ε և K - հաստատուններ են, իսկ Cn-ը Չեբիշևի n-րդ կարգի բազմանդամն է և հավասար է`

Կաուերի (էլիպսաձև) զտիչն անհավասարաչափ է ինչպես թո­ղան­ց­­ման, այնպես էլ արգելման միջակայքերում: ԱՀԲ-ի նվազումը կտրման հաճախությունից հետո ավելի արագ է մյուս բոլոր զտիչնեի համե­մատ: Կաուերի զտիչի փոխանցման ֆունկցիան ունի զրոներ համա­րիչում` 

Բեսելի զտիչն ունի օպտիմալ անցողիկ բնութագիծ (մյուս զտիչ­ների համեմատ անցողիկ պրոցեսների տևողությունը նվա­զա­գույնն է ): Դրա պատճառը ելքային լարման փուլային շեղման գծային կախումն է մուտքային ազդանշանի հաճախու­թյու­նից: Վերջինիս շնորհիվ թողանց­ման շերտում ազդանշանների աղավաղումները նվա­զա­գույնն են: Սա­կայն արգելման գոտում ԱՀԲ -ի նվազումը ավելի դանդաղ է, քան մյուս զտիչներում:

Բեսելի փոխանցման ֆունկցիան ունի (4.70)-ի կառուցվածքը: Զտի­­չի տվյալ կարգի դեպքում այս կամ այն զտիչի տեսքը որոշ­վում է (4.71)-ով նկարագրվող փոխանցման ֆունկցիայի բազմանդամի գործակից­ներով: Աղյուսակ 4.1-ում բերված են մի քանի երկրորդ, չորրորդ և վեցերորդ կարգի  զտիչների այդ գոր­­ծա­կիցների արժեքները:

>>

 

4.14.3. Բարձր հաճախական զտիչներ

Բարձր հաճա­խակա­ն զտիչներն ուսումնասիրելիս կատար­վում է փոփոխականների (հաճախության) շրջում այսինքն` Ω-ն փոխա­րին­­վում է 1/Ω-ով, կամ S-ը` 1/S -ով: Դրա­նով  բարձր հաճախական զտիչի ԱՀԲ-ն պատկերվում է կտրման հաճախության նկատմամբ ցածր հաճա­խական զտիչի ԱՀԲ-ի հայելային շրջումով: Այդ դեպքում (4.70)-ից բարձր հաճա­խական զտիչի փոխանցման ֆունկցիայի համար կստա­նանք`            

>>

 

4.14.4. Շերտային զտիչներ

Շերտային զտիչների ԱՀԲ-ները նույնպես որոշվում են ցածր հա­ճա­խական զտիչների ԱՀԲ-ներում  փո­փո­խականների փո­խարինումով: Այդ դեպքում ցածր հաճախության զտիչների ԱՀԲ-ներում կատարվում է փոփոխականների հետևյալ փոխար­ինումը`

Նման ձևափոխության դեպքում ցածր հաճախական զտիչի ԱՀԲ-ն, որը գտնվում է 0≤Ω ≤1 միջակայքում, տեղափոխվում է շերտային զտիչի ԱՀԲ-ի աջ մասը (1 ≤ ΩΩMAX), իսկ վերջինիս ձախ մասը  աջ մասի հայելային պատկերն է շերտային զտիչի միջին հաճա­խա­կան նկատ­մամբ (Ω=1): Ընդ որում ΩMIN =1/ΩMAX: Նկ. 4-58-ում կատկեր­ված է այդ ձևափո­խությունը: Շերտային զտիչի չափորոշված  թողանց­ման շերտի  ∆ΩΩMAX - ΩMIN  լայնությունը կարող ընտրվել անհրա­ժեշտ մեծու­թյամբ: Նկ. 4.58-ից երևում է, որ շերտային զտիչը ΩMAX և ΩMIN  հաճախությունների դեպքում ունի նույն փոխանցման գործա­կիցը, ինչ որ  ցածր հաճախության զտիչը  Ω = 1 դեպքում: Եթե ցածր հաճա­խական զտիչի պարամետրերը չափորոշված են կտրման հաճա­խության համեմատ, որի դեպքում փոխանման գործակիցը նվազում է 3դԲ-ով, ապա ∆Ω-ն կլինի չափորոշված թողանցման շերտը: Հաշվի առնելով, որ    ∆Ω = ΩMAX - ΩMIN   և   ΩMAX գ ΩMIN = 1,  կստանաք շերտային զտիչի թողանցման շերտի չափորոշված կտրման հաճախության հաշ­­­վարկի արտահայտու­թյունը, որի դեպքում զտիչի փոխանցման գործա­կիցը կնվազի 3դԲ -ով: 

Շերտային զտիչի մասնավոր տարբերակ է ընտ­րո­ղա­­կան զտիչը` նախատեսված բարդ հաճախական կազ­մով ազդա­նշանից նեղ շերտով հաճախական ազդա­նշան­ների անջատման հա­մար: Ընտրողական զտիչի կարևոր պարա­մետրն է լաորակությունը, որը որոշվում է ռեզոնանսային հաճախության և թողանցման շերտի հարաբերությամբ`

Շերտային զտիչի փոխանցման ֆունկցիան կարող է որոշվել` կի­րա­ռելով (4.76)-ը առաջին կարգի ցածր հաճախության զտիչի  (4.67) նկատմամբ: Արդյունքում կստանանք`

(4.78)-ում տեղադրելով լաորակությունը (4.77)-ով և փոխարի­նելով K0-ն Kռ-ով` կստա­նանք շերտային զտիչի փո­խանց­ման ֆունկ­ցիան`

Վերջին արտահայտությունը հնարավորություն է ընձեռում երկ­րո­րդ կարգի զտիչի պարամետրերը որո­շել անմիջապես` իր փո­խանց­ման ֆունկցիայից:

>>

4.14.5. Ռեժեկտորային զտիչներ 

Ռեժեկտորային զտիչի փոխանցման ֆունկցիան կարող է որոշվել ցածր հաճախական զտիչի փոխանցման ֆունկցիայից` փոխարինե­լով S -ը  ∆Ω /(S+1/S)-ով, որտեղ ∆Ω =1/Q, ինչպես և նախորդ զտիչներում, հա­ճա­խությունների չափորոշված  թողանցման շերտն է: Նշված փոխա­րին­ման արդյունքում ցածր հա­ճախութային զտիչի ԱՀԲ -ն  0 ≤ Ω ≤1 միջակայքից  տեղա­փոխ­վում է ռեժեկտորային զտիչի  0 ≤ ΩΩ1 հաճա­խությունների թողանցման միջակայք:  Բացի դրանից, այն պատկեր­վում է ռեզո­նան­սային հաճախության նկատմամբ ցածր հաճախության  զըտ­­ի­չի ԱՀԲ-ի  հայելային  արտապատ­կե­րով  կառուցված  լոգարիթ­մա­կան մաս­շ­տաբով:

Կիրառելով նշված փոփոխությունը ցածր հաճախության զտի­չի  (4.67) փոխանցման ֆունկցիայում, կստանանք`  

Փոխարինելով (4.80)-ում S -ը jΩ - ով կստանանք ռեժեկտո­րային զտիչի հաճախական բնութագիծը:

Մեծ մասամբ ռեժեկտորային զտիչներում ռեզոնանսային հաճա­խու­թյան դեպքում փոխանցման գործակիցը հավասար է զրոյի: Դրան­ցում լաորակությունը որոշվում է Q = fռ /∆f մե­ծությամբ: ∆f -ը հա­ճա­խությունների շերտն է, որի սահմանային կետերում փոխանցման գոր­ծակիցը նվազում է 3դԲ-ով:

          Աղյուսակ. 4.1:  2, 4 և 6 կարգի զտիչների փոխանցման  ֆունկցիա­նե­րի բազմանդամների գործակիցների արժեքները

>>

 

4.14.6. ԻԳՈՒ- երբ կիրառումով ակտիվ զտիչներ      

Զտիչի կարգի մեծացումով լավացվում է դրա զտիչային հատ­կու­թյունները: Մեկ ԻԳՈՒ-ի կիրառումով բավական պարզ սխեմայով իրա­կա­նացվում է Երկրորդ կարգի զտիչ: Ցածր, բարձր հաճա­խական և շեր­տային զտիչներում մեծ կիրառություն է գտել Սալեն-Կիի երկրորդ կար­գի զտիչի սխեման (նկ. 4.59):  

Սխեմայում R3 և R4 = (α -1)R3 ռեզիստորներով իրականաց­ված է բացասական հետադարձ կապ, որով ապահովվում է α - ին հավասար ուժե­ղացման գործակից: Դրական հետադարձ կապի  շղթայում միաց­ված է C2 կոնդենսատորը: Զտիչի փոխանցման ֆունկ­ցիան ունի հե­տևյալ տեսքը`

Որոշակի նախ­­նա­կան պայմաններ տալու դեպքում սխեմայի հաշ­վարկը հեշտանում է: Կարող է տրվել α =1: ուրեմն` (α-1)R3=0, և բացա­սական հետադարձ կապի շղթայում R3, R4 լարման բաժանիչը կարող է հեռացվել: ԻԳՈՒ-ն աշխատում է լար­ման կրկնիչի ռեժիմում: α =1 դեպ­քում զտիչի փոխանցման ֆունկ­ցիան ընդունում է հետևյալ տեսքը`

Զտիչի հաշվարկը սկսվում է C1, C2- ի ընտրումով: Որպեսզի ստաց­վեն դիմադրությունների ընդունելի արժեքներ, առաջարկ­վում է ընտրել C1=10 / fկ :

Համեմատելով (4.81)-ը (4.70)-ի` հետ կարող ենք գրել`

         

որպեսզի R1, R2 լինեն իրական թվեր, անհրաժեշտ է, որ `

Հաշվարկները կարող են պարզեցվել ընդունելով R1=R2=R, C1=C2 = C: Այդ դեպքում տարբեր զտիչների իրա­կանացման համար անհրա­ժեշտ է փոփոխել α  գործակցի մեծու­թյունը: Զտիչի փոխանցման ֆունկցիան կորոշվի հետևյալ արտա­հայտությամբ`

 (4.82) - ի և (4.70) - ի համեմատումից կարող ենք գրել`

Վերջին արտահայտությունից երևում է, որ α - ն չի ազդում կտրման հաճախության վրա: Այն որոշում է զտիչի տեսակը:

Դիտարկված զտիչում մուտքային փոքր ազդանշանների դեպ­­քում ԻԳՈՒ-ի շեղման լարումը գումարվում է մուտքային լարմանը` դառնալով սխալի առաջացման պատճառ: Այդ տեսանկյունից մեծ հետա­քր­ք­րություն է ներկայացնում նկ.4.60, ա-ում բերված սխեման, որը զերծ է ԻԳՈՒ- ի զրոյի շեղման լար­ման ազդեցությունից:  

Զտիչի փոխանցման ֆունկցիան պարապ  ընթացքի և R4 = (α-1)R3 դեպքում ունի հետևյալ տեսքը`

Ընտրելով C1 և C2 կոնդենսատորները որոշում ենք R1, R2 ռեզիս­տոր­ների դիմադրությունները

Բարձր հաճախության երկրորդ կարգի զտիչի սխեման ստաց­վում է նկ.4.59 սխեմայում ռեզիստորների և կոնդենսա­տոր­ների միացման տե­ղերը փոխելիս (նկ.4.60,բ): 

Այդ զտիչի փոխանցման ֆունկցիան որոշվում է հետևյալ արտա­հայտությամբ`

Հաշվարկների պարզեցման նպատակով ընտրում ենք α =1 և C1 = = C2 = C: Այդ դեպքում (4.74)-ից կստանանք`

Շերտային երկրորդ կարգի զտիչ կարող է իրականացվել Սալեն -ԿԻի նկ.4.61,ա-ում պատկերված սխեմայով:

Զտիչի փոխանցման ֆունկցիան ունի հետևյալ տեսքը`

Վերջին արտահայտության գործակիցները (4.79) - ի հետ համե­մա­տելով կստա­նանք`

Այս սխեմայի թերությունն այն է , որ ռեզոնանսային հաճա­խության ուժեղացման գործակիցը (Kռ ) և բարորակությունը (Q ) իրարից անկախ չեն, իսկ առավելությունը` որ լավորակությունը կախված է α - ից, այն դեպքում երբ ռեզոնանսային հաճախու­թյունը դրանից կախված չէ: α =3 դեպքում Kռ ∞ և սխեմայում առաջանում է գենե­րացիա: Ինչքան մոտ է α - ն 3-ին, այնքան դժվար է դրա կարգա­վորման հնա­րա­վորությունը:

Ռեժեկտորական ակտիվ զտիչի սխեման կրկնակի T-աձև կամըր­ջա­­կի կիրառումով բերված է նկ. 4.61,բ-ում: T-աձև կամր­ջակը ինքնին ռեժեկտորային պասիվ զտիչ է, սակայն դրա լավո­րակություը չի գերա­զան­ցում 0,25 մեծու­թյու­նը: ԻԳՈՒ-ի կիրառումով մեծացվում է զտիչի լա­վորակությունը:Ցածր և բարձր հաճախությունները T-աձև կամր­ջա­կով առանց փո­փո­խության փոխանցվում են ելք` ուժեղանալով α գոր­ծակ­ցով: Ռեզո­նանսային հաճախության դեպքում ելքում լարումը հա­վա­սար է զրոյի: Սխեմայի փոխանցման ֆունկցիան ունի հետևյալ տես­քը`

կամ , հաշվի առնելով, որ Kռ =1/RC,

Այդ հավասարման միջոցով կարող ենք անմիջականորեն որո­շել զտի­չի   անհրաժեշտ  պարամետրերը:  Ընդունելով α  = 1,  կստանանք Q = 0.5: Ուժեղացման գործակցի մեծացումից  բար­վո­րա­կությունը մե­ծա­նում է և α = 2 դեպքում ձգտում է անսահ­մա­նության: Սխեմայի թերու­թյունն այն է, որ փոխանցման գործակցի և բարվորակություն միջև ան­միջական կապ կա:

Շերտավոր և ռեժեկտորական բարձր կարգի զտիչները կարող են իրականացվել համապատասխան զտիչների կասկադային միացումով, սակայն հարմար է դրանք կառուցել ցածր (ՑՀԶ) և բարձր (ԲՀԶ) հա­ճախական զտիչների միացումով ինչպես ցույց է տրված նկ.4.62-ում:   

Մասնավորապես, շերտային զտիչ կազմվում է ՑՀԶ և ԲՀԶ զտի­չ­ների կասկադային միացումով (նկ.4.62,ա): Շերտավոր զտի­չի կտրման ցածր հաճախությունը համընկնում է ԲՀԶ-ի fբ, իսկ բարձր հաճա­խու­թյան կտրման հաճախությունը` ՑՀԶ -ի fց հաճա­խությունների հետ:

Ռեժեկտորային զտիչ կառուցվում է ՑՀԶ և ԲՀԶ զտիչների զու­գահեռ միացումով (նկ.4.62,գ,դ):

Ակտիվ զտիչներ արտադրվում են մի շարք ֆիրմաների կող­մից ինտե­գրալ միկրոսխեմաների տեսքով, օրինակ AF100/50 (National Semiconduktor), LTC1562 (Linear  Technology), MAX270 /271,  MAX274/275 (Maxim): Դրանք ծրագրա­վորվող են և ունեն մի քանի հարյուր կիլոհերց փոփոխվող կտրման հա­ճա­խություններ: Օրինակ MAX 270 ինտե­գրալ միկրոսխեման, որը բաղկացած է Չեբիշևի երկրորդ կարգի երկու ցածր հաճախու­թյան Սալեն - ԿԻ սխեմայով զտիչներից (նկ.4.63): 

>>

 

                     

4.14.7. Փուլային զտիչներ

Վերը դիտարկված զտիչներում փոխանցման գործակիցը և մուտ­քային ու ելքային լարումների միջև փուլային շեղումը կախված էին մուտքային ազդանշանի հաճախությունից: Որոշ դեպքերում անհրա­ժեշտ է, որ զտիչի մուտքային և ելքային  լա­րում­ների միջև փուլային շեղումը փոփոխվի հաճախության փո­փոխումից, իսկ փոխանցման գործակիցը մնա հաստատուն: Այդ խնդիրը լուծվում է փուլային զտիչ­ների միջոցով:

Փուլային զտիչները օգտագործվում են փուլային շեղում­նե­րի ճշգրտման, ազդանշանների փուլային շեղումների կառավար­ման և ժամանակային հապաղման նպատակով:  

Փուլային զտիչի փոխանցման ֆունկցիան նկարագրվում է հետևյալ արտահայտությունով`

Զտիչի փուլային շեղումը որոշվում է հետևյալ հավասա­րումով

Փոփոխելով R-ի մեծությունը կարող ենք փոփոխել փու­լային շեղումը 0...-180° , անփոփոխ պահելով ելքային լարման ամպլիտուդը:

Երկրորդ կարգի փուլային զտիչի սխեման ունի նկ. 4.64,բ-ում պատկերված տեսքը: Այն աշխատում է փուլային զտիչի ռեժիմում հետևյալ պայմանների դեպքում`

Նշենք, որ հաճախություների լայնաշերտ ազդանշանների մեծ փու­լային շեղումներ ստանալու համար պահանջվում են բարդ սխեմայով զտիչներ:

>>

 

Ստուգողական հարցեր

1. Որն է շրջոզ և չշրջող մասշտաբային ուժեղարարների ուժեղաց­ման գործակիցների տարբերությունը:

2. Ի՞նչպես ապահովել ուժեղարարում մեկի հավասար ուժեղաց­ման գործակից:

3. Ի՞նչպես ԻԳՈւ-վ իրականացնել գումարման և հանման գործո­ղություններ:

4. Որո՞նք են ակտիվ ինտեգրող շղթաների առավելությունները պա­սիվ ինտեգրող սխեմաների նկատմամբ:

5. Որո՞նք են ակտիվ դիֆերենցող շղթաների առավե­լությունները պասիվ դիֆերենցող շղթաների նկատմամբ:

6. Ի՞նչ նպատակներով են կիրառվում լոգարիթմող և անտիլոգա­րի­թ­մող ուժեղարարները:

7. Ի՞նչ նպատակով են կիրառվում գիրատորները:

8. Գծել դիմադրության ինվերտորի սխեման:

9. Ինչու՞ փոփոխվող ամպլիտուդով փոփոխական լարումնե­րի ուղ­ղման համար  կիրառվում են ճշգրիտ ուղղիչներ և ոչ թե միայն դիոդներ:

10.Ո՞րն է մեկ և երկկիսապարբերական ճշգրիտ ուղղիչների տար­բե­­րու­­թյու­նը իրարից:

11. Ի՞նչ նպատակով են կիրառվում լարում հոսանք և հոսանք լարում կերպափո­խիչ­ները:

12. Ո՞ր շղթաներն են կոչվում լարման կոմպարատորներ:

13. Դասակարգել անալոգային կոմպարատորները:

14. Բացատրել ԻԳՈՒ-ով անալոգային կոմպարատորի աշխա­տան­քի սկզբունքը :

15. Գծել մեկ սնման լարումով անալոգային ինտեգրալ կոմպարա­տորի սխեման և բացատրել աշխատանքը:

16. Բացատրել զրոյի դետեկտորի սխեմայի աշխատանքը:

17. Գծել լարման դիոդային վերևից և ներքևից սահմա­նա­փա­­կիչ­նե­րի սխեմաները , բացատրել աշխատանքի սկզբունքը:

18. Բացատրել դիդով և ԻԳՈՒ-ով լարման  երկկողմանի սահմանա­փակիչի սխեմայի աշխատոնքը:

19.Ո՞րոնք են լարման ստաբիլիտրոններով սահմանափա­կիչ­ների առավելությունները դիոդային սահմանափակիչների համեմատ:

20. Բացատրել լարման  երկկողմանի  ճշգրիտ սասհմանա­փակիչի աշխատանքի սկզբունքը:

21. Ի՞նչ նպատակով են օգտագործվում ակտիվ զտիչները:

22. Ո՞րն է զտիչներում ամպլիտուդա-հաճախական բնութագծերի մոտարկման նպատակը:

23. Մոտարկման ինչպիսի՞ եղանակներ են կիրառվում ակտիվ զտիչների նախագծման ժամանակ:

24. Որո՞նք են ԱՀԲ-ի մոտարկման տարբեր եղանակների առանձ­նա­հատ­կությունները:

25. Ո՞րն է ֆազային զտիչի կիրառման նպատակը : 

26. Թվարկել ԻԳՈՒ-ներով ֆազային ակտիվ զտիչները կիրառման մի քանի բնագավառներ:

>>

 

 

ԳԼՈՒԽ 5 . Էլեկտրոնային բանալիներ

Իմպուլսային և անալոգային մի շարք շղթաներում էլեկ­տրո­նա­­յին սարքերը (դիոդներ, տրանզիստորներ, տիրիստոր­ներ) գտնվում են եր­կու աշխատանքային վիճակներից որևէ մեկում: Դրան­ցից մե­կում էլեկ­տրոնային սարքը փակ է, և դրանով գործ­նա­կանում հո­սանք չի անց­նում (ներքին դիմադ­րութ­յունը շատ մեծ է): Երկրորդ վի­ճա­կում այն բաց է, և հագեցած ելքում հոսանքն ունի որոշակի ար­ժեք (ներքին դի­մադ­րու­թյունը շատ փոքր է): Սարքի անցումը մեկ վի­ճակից մյու­սին կա­տար­­վում է թռիչ­քով, կառավարող ազդանշանի կիրառումով: Սար­քի աշ­խա­տան­քն այս ռեժիմում կոչ­վում է բանա­լիային, իսկ սար­քը՝  էլեկտրոնա­յին բանալի:

Ըստ կիրառման բնագավառի` էլեկտրոնային բանալի­ները բա­ժան­վում են երկու խմբի՝ անալոգային և թվային: Անալոգային բա­նալիներն օգտագործվում են ՄԴՄ ուժեղա­րար­ներում իբրև մո­դուլիչ (մոդուլյա­տոր) և ապամոդոլիչ (դեմոդուլյատոր), անալոգ-թիվ ձևա­փո­խիչ­նե­րում և շատ այլ սխեմա­նե­րում: Թվային բանալիները կիրառ­վում են թվա­յին սարքերում (տրա­մաբանական տարրեր և դրանց կի­րա­ռու­մով սարքեր):

>>

5.1. Անալոգային բանալիներ

Անալոգային բանալիների միջոցով մուտքային անալո­գային ազ­դա­­նշանը հաղորդվում է բեռին: K բանալին միաց­վում է մուտ­­քա­յին ազ­դա­նշանի և բեռի միջև հաջորդաբար (նկ.5.1,ա) կամ զու­­գա­հեռ (նկ.5.1,բ): Առաջին դեպքում այն կոչ­վում է հաջորդա­կան, երկ­րորդ դեպ­քում՝ զուգահեռ բանա­լի: Բանալին պարբերաբար միացվում և անջատ­վում է:

Հաջոր­դա­­կան բանալու դեպքում, երբ K1-ը միացված է (նկ.5.1,գ-ում իմ­պուլս­ների առ­կայության դեպքում) դրանով Uմ -ը հաղորդվում է բե­­ռին, իսկ երբ ան­ջատ­ված է, այն բեռին չի տրվում: Արդյունքում բեռի վրա ձևավորվում են իմպուլսներ, որոնց ամպլիտուդը հա­վա­սար է տվյալ պահին Uմ-ին (նկ.5.1,գ): Զուգահեռ բանալու դեպ­­քում, երբ K2-ը միացված է, բեռի վրա լա­րումը բացակայում է (բեռը K2-ով կարճ է փակ­ված), իսկ երբ ան­ջատ­ված է, Uմ -ը հա­ղորդվում է բեռին:

Լավորակ բանալու դեպքում միացված վիճակում բա­նա­լու դի­­մադ­րությունը պետք է լինի հավասար է զրոյի« իսկ անջատված վի­ճա­կում՝ ան­սահ­մանու­թյան:

էլեկտրոնային բանալիներում օգտագործվում են դիոդ­ներ, տրան­զիստորներ և տիրիստորներ: Դիոդային բանալի­նե­րը կի­րառվում են մեծ մուտքային լարումների դեպքում և չեն ապա­հո­վում դրանց ճշգրիտ փոխանցումը բեռին (ոչ գծային բնութագիծ և պա­րա­մետրերի ջերմային փոփոխություն), այդ պատճառով մեծ կի­րա­ռություն են գտել տրանզիս­տո­րային բա­նալիները, որոն­ցում օգ­տա­գործվում են երկբևեռ և դաշ­տա­յին տրանզիստորներ:

>>

 

5.1.1 Երկբևեռ տրանզիստորներով բանալիներ

Երկբևեռ տրան­զիս­­տորով զուգահեռ բանալու սխեման բեր­ված է նկ.5.2,ա-ում: Տրանզիստորը միացված է ընդհանուր էմի­տե­րով սխե­մա­յով: Մուտ­քային անալոգային Uմ լարումը տրվում է Rբ բե­ռին տրան­զիս­­­­տորի կոլեկտորային շղթայի Rկ  ռեզիստորի մի­ջո­ցով: Տրան­զի­ստո­րը  կառավարվում  է Uկ դրական  իմպուլ­սային լա­­­րու­մով (նկ.5.2,գ): Uկ իմ­պուլ­­ս­ների  բա­ցա­կայության  ժա­մանակ  տրան­­­զիստորը  փակ  է, դրա կոլեկ­տոր-էմիտեր դիմադ­րությունը մեծ է (Rկէ >>Rբ), և մուտքա­յին Uմ լա­րումը հաղորդվում է բեռին: Uկ իմ­պուլսների առկա­յության ժամանակ տրան­զիստո­րը բացվում է, հա­գե­նում, և կոլեկտոր-էմիտեր դիմադրու­թյու­նը փոք­րանում է (Rկէ <<Rբ): Այժմ բեռին հաղորդվում է տրանզիս­տո­­րի կոլեկտոր-էմի­տեր շղթայի մնացորդային (հագեցման) փոքր լարումը:

Այսպիսով, կիրառելով տրանզիստորի բազա - էմիտեր շղթա­յին պար­բերաբար կրկնվող իմպուլսներ՝  բեռի վրա ստանում ենք իմ­­պուլս­ներ, որոնց ամպլիտուդը ուղիղ համե­մա­տական է մուտ­քա­­յին լար­մանը (նկ. 5.2,գ):

Դիտարկված բանալին լուրջ թերութ­յուն ունի: Դա այն է, որ փակ վի­ճա­կում տրանզիստորի կոլեկտոր-էմի­տեր դիմադ­րութ­յու­նը (Rկէ) վեր­ջավոր մեծություն է (իդեալական բանալու դեպքում այն պետք է ունե­նա անսահման մեծ արժեք) և տրան­զիստորով հոսում է հակառակ ուղ­ղու­թյան ջերմային հոսանքը: Տրանզիս­տո­­րի բաց վի­­ճակում Rկէ դիմադ­րությունը նույնպես վերջավոր մե­ծու­թյուն է (ի­դեալական բանալու դեպ­քում այն հավասար է զրո­յի), հետևա­բար կո­լեկտոր-էմիտեր լարումը հա­վասար է տրան­զիս­­տորի հա­գեց­ման լար­մանը և ոչ թե զրոյի: Rկէ ­-ի վեր­ջա­վոր մե­ծության պատճառով մուտ­քային լարման փո­խան­ցումը բե­ռին կա­տարվում է որոշակի սխա­լով: Բացի դրանից, շրջա­պատի ջեր­մաստիճանի փոփոխու­թյու­նը բերում է Rկէ –ի, հե­տևա­բար և բեռի վրա լարման փոփոխու­թյան` ա­ռաջացնելով լրա­ցու­ցիչ սխալ:  Տրանզիս­տո­րի մնա­­ցոր­դային լա­րու­մը ավելի  փոքր է  շրջված միաց­ման դեպ­քում (նկ.5.2,բ): Այդ դեպքում փոխվում են կոլեկտո­րի և էմիտերի միացման տեղերը և կա­ռավարող լարման բևեռա­կա­­նութ­յունը:  

Մեկ տրանզիստորով բանալու թերությունները մասամբ վե­րաց­վում են երկտրանզիստորներով բանալիներում:  Նկ.5.3,ա-ում բեր­ված երկտրանզիստորային բանալիում կառավարման իմ­պուլ­­­ս­­­նե­րը կիրառ­վում  են  VT1, VT2 տրանզիս­տորների  բազա - կո­լե­կ­տոր շղթա­ներին տրանս­ֆորմատորի մի­ջո­ցով:

R4 ռեզիստորի միա­­­ցու­մով տրանզիս­տոր­ների բա­զա­ներին կոլեկտորների նկատ­­­­­­­մամբ կի­րառվում են հակաբևեռ լարումներ, որոնք մի տրան­­­զիստորը բացում են, մյուսը՝ փակ և ընդհա­կառակը: Մուտքային զրո­յական լարման դեպքում կառա­վարող լարումը հաջորդաբար բա­ցում և փակում է VT1,VT2 տրան­զիս­տոր­ները: Uկ -ի յուրա­քանչ­յուր կի­սապարբերության ընթացքում R3-ին կի­րառվում է բաց տրան­­զիստորի մնացորդային լարումը: Եթե տրան­զիս­տոր­նե­րի բնու­­­­թագծերը նույնն են, R3-ի վրա լարումը մնում է ան­փո­­փոխ, հե­տևաբար այն C-ով բեռին չի հա­ղորդվում, և մնացորդային լար­ման ազ­դեցությունը վերանում է:

Նկ.5.3,բ-ում բերված է հաջորդական երկտրանզիս­տո­րներով բա­­նա­­լու սխեման: Այստեղ Uկ լարումով երկու տրանզիս­տոր­ներն էլ միա­ժա­մանակ բացվում կամ փակվում են: Եթե տրանզիս­տոր­ները բաց վի­ճակում են, դրանց վրա մնացորդային լարում­ներն իրար հա­կա­փուլ են և միմյանց հավասարակշռում են, իսկ փակ վիճա­կում ջերմային հո­սանք­ներն են հակափուլ և նույնպես իրար հավա­սա­րա­կշռում են:

Տրան­­­­­զիս­տորների նույն բնութա­գծե­րի դեպ­­­­քում ջեր­մային հո­սանք­նե­րի և մնացորդային լարում­ների ազ­­դե­ցութ­յու­նը բա­նալու ելքային լար­ման վրա վերանում է:  Uա­կայն միևնույն բնութագծերով տրան­զիս­տորների ընտ­րու­թյունը բարդ է, այդ պատ­­ճա­­ռով ավելի հարմար է օգտագործել ին­­տե­­գ­րալ բանա­լիներ, որոնցում երկու տրան­զիս­տորները պատ­րաստ­վում են մեկ կիսա­հա­ղորդչային բյուրեղում միա­ժա­մանակ (նկ.5.3-ում պատ­կեր­­ված է կետագծերով):

Դիտարկված բանալիների կառավարման սխեմանե­րում տրան­ս­­­ֆոր­մատորի կիրառումը բար­դաց­նում է սխեման և մեծացնում չափ­­սե­րը: Այդ թերությունը վերացված է օպտոէլեկտ­րո­նա­յին բանա­լինե­րում:

>>

 

5.1.2 Օպտոէլեկտրոնային բանալիներ

Օպտոէլեկտրոնային բա­նա­լիներում օգտագործվում են դիո­դա­յին, տրանզիստորային և տիրիստորային օպտրոններ: Դիո­դային օպտ­րո­նով բանալին պատկերված է նկ.5.4, ա-ում: Մուտ­քա­յին լա­րու­մը և բեռը միաց­ված են իրար օպտրոնի ֆո­տո­դիոդի մի­ջո­ցով:

Կա­­ռա­վարող Uկ լա­րումը տրվում է լուսադիոդին: Uկ-ի բա­­ցա­կա­­յու­թյան դեպքում լուսա­դիո­դ­ի հոսանքը բացակայում է, ֆո­տո­դիոդը փակ է, և Uմ-ը բեռին չի հա­­ղորդվում: Երբ տրվում է Uկ դրա­կան իմպուլսը, լուսադիոդով հոսանք է անցնում, այն ճա­ռա­գայթում է լու­սա­­յին քվանտներ, և ֆոտոդիոդը բաց­վում է: Բաց ֆո­տո­­դի­ոդով մուտ­­քային լարումը փոխանցվում է բեռին:

     Նույն սկզբունքով աշխատում են մեկ երկբևեռ (նկ.5.4,բ) և դաշ­տային (նկ.5.4,գ) տրանզիստորներով, տիրիստորով (նկ.5.4«դ) օպտ­րո­նա­յին բանալիները: Այստեղ նույնպես առկա են մեկ տրան­զիստո­րով բա­նալու նախորդ սխեմաների թերությունները: Ֆոտո­դիո­դով, ֆոտո­տրանզիստորով և ֆոտո­տի­րիստորով փակ վիճա­կում հոսում է մթնային հոսանք, իսկ բաց վիճակում դրանց վրա կա որոշակի լար­ման անկում: Այդ թերությունների վե­րաց­ման նպա­տակով բանա­լիում, ինչպես և նախորդ սխեմա­նե­րում օգ­տա­գործ­վում են երկու օպտրոններ (նկ.5.4,ե):

>>

 

5.1.3  Դաշտային տրանզիստորներով բանալիներ

Դաշտային տրան­­զիս­տորներով բանալիները մեծ կիրա­ռու­թ­յուն են գտել մնա­ցորդային լարման բացակայության, կա­ռա­վար­ման և կորուս­տի փոքր հոսանքների և ինտեգրալային տեխնոլո­գիա­ների հետ հա­մա­տե­ղության շնորհիվ: p-n անցումով կառա­վա­րումով դաշտային մեկ տրան­­­­զիս­տորով բա­նա­լու սխեման բերված են նկ.5.5,ա-ում: Կառա­վա­րող Uկ լա­րու­մը կիրառվում է ակունքի և փականի մի­ջև, իսկ մուտքային Uմ լա­րումը՝ ակունքի և ըմպիչի միջև:

-ի բացա­կա­յության դեպքում տրանզիստորը բաց է, Uմ-ը հա­ղորդ­վում է բեռին: Երբ կիրառ­վում է Uկ դրական իմպուլսը տրանզիստորը փակվում է և մուտ­­քա­յին լարու­մը բե­ռին չի հաղորդում: Տրան­զիս­­­տորում միջ­ելուս­տա­յին ունա­կու­­­թյունների (Cաը, Cըփ, Cափ) առ­կայության պատ­­ճա­ռով կա­ռա­վա­րող իմպուլսները դի­­­ֆե­րենցված լարման տեսքով  հաղոր­դ­­վում են բեռին՝ առա­ջաց­նելով ել­քա­յին լարման աղավաղում: Բացի դրանից, տրանզիստորի փակ վի­ճա­­­կում այդ ունակութ­յունները լիցքավորվում են, ինչը բե­րում է նույն­պես ել­քա­յին լարման աղա­վաղման և արագագործության  նվա­զեց­ման: Մեկ  դաշ­տա­յին  տրանզիստորով  բանալի­ում հոս­­ք­ուղու դիմադրու­թյու­­նը կախ­ված է մուտքային լար­ման բևե­ռակա­նությունից  և ար­ժե­քից: Արդյունքում մուտքային  լարումից փոփոխվում է լարման ան­կումը դի­մադրության վրա և այն  փո­­խանցվում է ելք` որոշակի սխալով:

Կառավարող իմպուլսների ազդեցությունը ելքային լարման վրա վե­րացվում է երկտրանզիստորային բա­նա­­լիում (նկ.5.5, բ): Այստեղ Uկ լա­րումով տրանզիստորներից մեկը բաց­վում է, իսկ մյուսը՝  փակվում: Բաց VT1-ի դեպքում VT2-ը փակ է, և Uմ-ը հա­ղորդ­վում է բեռին, իսկ փակ VT1-ի դեպքում VT2-ը բաց է, և ել­քում լա­րումը բացակայում է: Առաջին դեպ­քում VT1-ի ունա­կու­թ­յուն­ներով բե­ռին հաղորդվող կառա­վա­րող իմպուլսները անցնում են փակ VT2-ի ու­նա­կություններով հող և բեռի վրա լար­ման ան­կում չեն ա­ռա­ջաց­նում: Երկրորդ դեպ­քում դրանք հո­ղանց­վում են փակ VT1-ի ունա­կու­թյուններով և մուտքային լարման աղ­բյու­րով: Ունա­­­կու­թ­յուն­ների լից­քաթա­փու­մը կատար­վում է բաց տրան­­­­զիս­­տորի  և սնման աղ­բ­յու­րի փոքր դիմադրու­թյուննե­րով, ինչը մե­­ծա­ց­նում է բանալու արա­գա­գոր­­ծությունը:

Դիտարկված  մեկ և երկու դաշտային  տրանզիստորով  բա­նա­լինե­րում հոս­­ք­ուղու դիմադրությունը կախված է մուտքային լար­ման բևե­ռա­կա­նությունից, արժեքից և ջերմաստիճանի փո­փո­­խությունից,  հետևա­բար  մուտքա­յին  լարումը  փո­­խանցվում է ելք` որոշակի սխալով:

Այդ թերությունները մասամբ վերացված են մեկուսաց­ված փա­կա­նով դաշտային երկ­տրանզիստորային բանալու սխեմայում (նկ.5.6,ա):

  Այստեղ  զուգահեռ միացված են n (VT1) և p (VT2) էլեկտրա­հաղոր­դա­կա­նության հոս­քուղիներով տրանզիս­­տոր­­­­ներ (տրանզիստորների նման միացումը կոչվում է կոմպլե­մեն­տար զույգ): Տրանզիստորների կա­ռա­վարող Uկ1 և Uկ2 իմ­պուլ­ս­ները հակափուլ  են և միաժամանակ բա­ցում կամ փա­կում են տրանզիստոր­ները: Սխեմայում տրան­զիս­տոր­նե­րի ունակու­թյուն­ներով բեռին անց­նող Uկ1, Uկ2 աղմուկ-իմպուլս­նե­րը հա­կա­փուլ են և բեռում փո­խա­դարձաբար մեկը մյուսին փոխհատուցում են: Բաց  վիճա­կում  տրանզիս­տոր­ների  դիմադ­րու­թյուն­ները  միացվում են զուգահեռ:

Արդյուն­քում բանալու r0 դիմադրությունը փոք­րա­նում է, և մուտ­քային լարման անկումը դրա վրա նվազում է: Նվազում է նաև բանալու դիմադրության փոփոխության մեծու­թյունը մուտ­քային լար­ման փոփո­խությունից (նկ. 5.6,բ):    

Անալոգային բանալիները մեծ կիրառություն են գտել անա­լոգային և թվային ազդանշանների կոմու­տատորներում: Վերջին­ներս արտադր­վում են ինտեգրալ միկրոսխեմաների տեսքով:

         

5.2. Թվային բանալիներ

Թվային բանալիներում մուտքային և ելքային լարումներն  ըն­­դու­նում է երկու արժեք՝ ցածր մա­կար­դակ (0, U0) կամ բարձր մա­կար­դակ (1, U1): Թվային բանալու հիմ­նա­կան պա­րամետրը արա­գագոր­ծու­թյունն է: Այս բանալիներում նույնպես օգ­տա­գործ­վում են երկբևեռ և դաշտային տրանզիստորներ:    

>>

       

5.2.1. Երկբևեռ տրանզիստորներով բանալիներ

Բանալու սխեմայում տրանզիստորը կարող է միացվել միաց­­­­­ման երեք սխեմաներից որևէ մեկով: Գործնականում մեծ կի­րա­­ռություն է գտել ընդհանուր էմիտերով միացումը, որի սխե­ման բեր­ված է նկ.5.7,ա-ում: Սխեմայում Rկ-ն՝ բեռն է, որը բա­նա­լու մի­ջոցով ­միաց­վում կամ ան­ջատ­վում է Eկ լար­ման աղբյու­րին: Rբ-ն սահ­մա­նափակում է տրան­զիս­տորի բա­զա­յին հոսանքը:

Բանալու աշխատանքը ստատիկ ռեժիմում: Ստատիկ ռե­ժի­մում տրանզիստորը գտնվում է բաց և հագեցված կամ փակ վի­ճա­կում: Ստատիկ ռեժիմն ուսումնասիրենք` օգտվելով գծագրավերլուծական (գրաֆո-անա­լի­տիկ) եղա­նա­կից՝ հիմնված ըստ հաստատուն հոսանքի բեռ­նա­վոր­ման AB գծի կառուցման վրա (նկ.5.7,գ):

AB գիծը կառուցվում է համաձաւյն Iկ =(Eկ -Uկէ) / հավա­սար­ման` երկու կետերի օգնությամբ՝ Iկ =0, Uկէ =Eկ և Uկէ = 0, Iկ =Eկ / : Բեռնա­վորման գծի և տրանզիստորի ելքային բնու­­­­թա­գծերի հատման կետերը բնորոշում են հոսանք­ները տրան­­զիս­­տո­րով և բեռով, ինչպես նաև լա­րում­նե­րը դրանց վրա:

Տրանզիստորի մուտքային բնութագծի վրա նույնպես տար­ված է բեռնավորման գիծը (նկ.5.7,բ) համաձայն Iբ = (Uմ -Uբէ ) / հավա­սար­­ման երկու կետերի օգնությամբ՝ 

 Տրանզիստորի փակ աշխատանքային ռեժիմ: Այս ռե­ժիմում տրան­զիս­տորը փակ է, որն իրականացվում է բազա-էմի­տեր շղթա­­յին բացա­սական լարման կիրառումով (Uմ<0): Այդ դեպ­քում տրան­զիստորի էմի­տե­րային անցումը փակվում է, և էմի­տե­րա­յին հոսան­քը բացակայում է: Միա­ժա­մանակ փակ է նաև կոլեկտո­րա­յին անցումը,սակայն դրանով հոսում է անցման ջերմային Iկբ0 հո­սանքը: Տրանզիստորի փակ վիճա­կին բեռնավորման գծի վրա հա­մա­պատասխանում է B կետը (նկ.5.7,բ): Ջերմային հոսանքի առ­­կա­յու­թյունը նշանա­կում է, որ բանալին բեռը սնման լարման աղ­բյու­րից լրիվ չի անջատում: Այդ հոսանքի հնարա­վո­րին փոքր արժեքը հիմ­նա­­կան չափանիշներից մեկն է տրանզիստորի ընտր­ման ժամանակ:

Տրանզիստորի փակման համար անհրաժեշտ մուտքա­յին լա­րու­մը ընտրվում է այնպես« որպեսզի հաշվի առնվի փակման շե­մա­յին Uբէշ լարումը և ջեր­մային հո­սան­քի ազդեցությունը, այ­սինքն` այն պետք է բավա­րա­րի հետևյալ պայ­մանին՝

Տրանզիստորի  կոլեկտոր - էմիտեր լարումը  փակ  ռեժիմում  ունի             

Տրանզիստորի բաց հագեցված աշխատանքային ռե­ժիմ:    

Տրան­զիստորի բաց հագեցված վիճակը ստանում  են  մուտ­քա­­յին լար­­ման բևեռականության փոփոխումով (Uմ > 0) և ան­հ­րա­ժեշտ բա­զա­յին հոսանքի ապահովումով: Այս վիճակը բեռնա­վորման գծի վրա հա­մա­պատաս­խա­նում  է A կետին:

Որո­շենք  տրանզիստորի այդ վի­ճակն  ապահովող  պայման­­նե­րը:  Ընդունենք, որ տրանզիստորի մուտ­քին դրական լարում կիրառելիս բա­­­զայի Iբ հոսանքը դան­դաղ ա­ճում է:Դանդաղ պետք է աճի նաև կո­լե­կ­­տորային հո­սան­քը: Վեր­ջինս  բերում է կոլեկտոր-էմիտեր լար­ման դանդաղ նվազ­մա­նը (Uկէ =Eկ - IկRկ): Նվազում է նաև կոլեկտոր-բա­զա հակառակ լա­րու­մը: Բազայի հոսանքի որոշակի արժեքի դեպ­քում կոլեկ­տոր-բազա լա­րումը հավասարվում է զրոյի, և բազայի հո­սան­քի հետագա աճը բե­րում է կոլեկտորային անցման վրա ուղիղ լար­ման առա­ջացման (բա­զայի պոտենցիալը կոլեկ­տորի նկատ­մամբ դառնում է դրական): Երբ վերջինս հավասարվում է կոլեկ­տորային անցման բաց­ման շե­մա­յին լարմանը, կոլեկտո­րա­յին անցումը նույն­պես բացվում է: Տրան­­զիստորի երկու անցում­ներն էլ բաց են: Այժմ լիցքակիր մաս­­նիկ­նե­րը անց­նում են ոչ միայն էմիտերից բա­զայով կոլեկ­տոր, այլ նաև կոլեկ­տորից դեպի էմի­տեր: Հոսանքը որոշվում է դրանց տար­­­­բե­­րու­թյամբ: Ար­դյունքում բազայի հոսանքի հետագա աճը չի ազ­դում կոլեկտորի հո­սանքի արժեքի վրա, և վերջինս մնում է հաս­տա­տուն: Տրանզիստորը հագենում է, և դրա­նով հո­սում է հա­գեցման Iկհ հոսանքը: Խախտվում է  կապը և, քանի որ բա­զա­յի հո­սան­քի աճից Iկ - ն չի փոխվում, բազայի մի­ջակայքում կուտակ­վում են մեծ թվով «ավելցուկային» լից­քա­կիր մասնիկներ: Հագեց­ման ռեժիմում տրանզիստորով հո­սող հո­սանք­­­նե­րը որոշվում են հե­տևյալ հավա­սա­րումներով՝

որտեղ Uբէհ և Uկէհ-ը՝ հագեցման ռեժիմում բազա-էմիտեր և կո­լեկ­տոր-էմիտեր լարումներն են: 

Տրանզիստորով կոլեկտորի և բազայի հոսանքների մի­ջև հա­մե­մա­տական կապը պահպանվում է ընդհուպ մինչև կո­լեկ­տո­րա­յին անցման բացումը, հետևաբար ակտիվ և հագեց­ման ռե­ժիմ­ների սահ­մանային A կետում հոսանքների միջև կապը կար­տա­հայտ­վի հե­տևյալ արտահայ­տությամբ՝

որտեղ Iբս-ը՝ սահմանային կետում բազայի հոսանքն է: Iբհ > Iբս ռեժի­մում տրանզիստորը հագեցած է: Հագեցման աս­տի­ճանը որոշ­վում է S = = Iբհ / Iբս = h21էIբհ / Iկհ հարաբերու­թյամբ, որը կոչ­վում է տրանզիս­տո­րի հագեցման գործակից: Տրան­զիստորի հա­­­­­գեց­ման և ակտիվ ռեժիմ­ների սահմանային կետում S =1:

Հուսալի հա­գեցած վիճակ ապահովվում է S=1,53 արժեք­նե­­­րի դեպ­քում: Ինչ­քան մեծ է հագեցման գործակիցը, այնքան մեծ է բանալու աղմ­կա­կայնությունը: Սա­կայն մեծ է նաև բանալու փո­խա­ն­­­­­­ջատման ժա­մա­նակը, հե­տևա­բար փոքր է արագա­գոր­ծու­թ­յունը:

          Անցողիկ պրոցեսները բանալիում: Բանալու միացումը:

 Տրանզիստորի փակ վիճակից հագեցման վիճակի կամ ­հա­կա­ռա­կն անցումը կատարվում է ոչ ակնթարթորեն, այլ որո­շա­կի ժա­մա­նա­կա­հատվածում: Դա պայմանավորված է երկու պատ­ճառ­ներով՝ ա­ռաջինը, որ հագեցած վիճակում տրանզիստորի բա­զայի միջա­կայ­քում կուտակ­ված են մեծ թվով ոչ հիմնական լից­քա­կիր մաս­նիկ­ներ («ավելցու­կային») և երկրորդ` տրանզիս­տո­րի էմիտե­րային և կո­լեկ­տորային ան­ցում­ները, ինչպես նաև բեռը օժտված են որո­շա­կի ունակութ­յուններով (Cկ, Cէ,Cբ):

Բանալու միացման հապաղումը: Մինչև t0 պահը տրան­զիս­տորը փակ է մուտքին կիրառված Uմ- լարու­մով: t0  պա­հին մուտ­քային լարու­մը թռիչքաձև անցնում է Uմ- վիճակից Uմ+  վի­­ճա­կին (նկ.5.8,ա): Բազայի շղթայում հոսանքը թռիչքաձև ըն­դու­նում է Iբ+ = (Uմ+-Uբէհ)/Rբ արժեքը: Սակայն ունակութ­յուն­նե­րի պատ­ճառով բա­զա­-­­էմի­տեր լարումը և կո­լեկտորային հոսան­քը ակնթարթորեն փոփոխ­վել չեն կարող: Սկսվում է ունա­կու­թյուն­ների լիցքավո­րու­մը Uմ+ լարումից: t1 պահին բա­զա-էմի­տեր լա­րումը հա­վասարվում է տրանզիստորի բացման շե­մային լար­մա­նը, այն բացվում, հագենում է: Կոլեկտորային հոսանքն աճում է, իսկ կո­լեկտոր-էմի­տեր լարումը՝ նվազում: Այսպիսով կո­լեկ­տորային հո­սանքի փո­փո­խումը տեղի է ունենում մուտքային լար­ման փոփո­խու­­մից՝ ժա­մա­նա­կային որոշակի հապաղումով:

tհ = t1- t0 ժամանա­կա­հատվածը կոչ­վում է բանալու բացման հա­պաղ­­ման ժամանակ: Բանալու բացման հա­պաղման ժամանակի ըն­թաց­­քում բանալու փոխարինման սխե­ման ունի նկ.5.8,բ-ում բերված տեսքը:

Սովո­րաբար բա­նա­լու սխեմա­յում Rբ > Rկ, հե­տևա­բար կարող ենք անտե­սել Rկ-ով և ու­նա­կու­թյունների լից­քա­­վորման ժամանակի հաս­տա­­­տունը կորոշվի

  հավա­սա­րումով:

Բանալու  բացման  հապաղ­ման  ժա­մանակը կարող ենք որոշել՝ օգտվելով ունակության լից­քա­վոր­ման  հա­վա­սա­րումից՝ 

    C= Cկ + Cէ + Cբ ունակության լիցքավորումն սկսվում է t = t0 պա­հից, հե­տևաբար  Տրան­­­­զիս­տորը բացվում` հա­գե­նում է t = t1 պահին, երբ այդ ունա­­կության վրա լա­րու­մը հա­վա­սարվում է տրան­զիս­տորի Uբէ(t1) = Uբէ(tհ) = Uբէհ հագեց­ման լար­­մա­նը:  դեպքում, տրանզիստորը չհագենար, C-ի վրա լարումը կընդուներ առավելա­գույն արժեքը:

 արժեքների (5.1) - ում տեղադրումից կստանանք՝

Վերջին հավասարումից հապաղման ժամանակը որոշ­վում է հե­տևյալ արտահայտությամբ՝

Կոլեկտորային լարման առջևի ճակատի ձևավորումը:  t1 պա­հից սկսած մինչև t2-ը` տրանզիստորն աշխատում է ակտիվ ռեժիմում և ձևավորվում է բա­նալու բացման հոսանքի ճակատը: Տրան­զիս­տորի իներ­­ցիա­կա­նու­թյան և CկRկ շղթայի պատճառով կոլեկտորային հոսան­քը և լարումը փո­փոխ­­վում են ոչ թե թռիչքաձև այլ էքսպո­նենտի օրեն­քով: Հոսանքի փոփոխման ժամանակի հաս­տա­­տունը կարող ենք գնահա­տել  մոտավորապես հավասար է բազայում ոչ հիմ­նական լիցքակիր մաս­­նիկ­ների կյանքի տևողությանը և կապված է տրանզիստորի սահմանային fβ հա­ճա­­խու­թյան հետ՝  առն­չու­­­թյամբ:

Բազային հոսանքի Iբ+ թռիչքաձև փոփոխության դեպ­քում կո­լեկ­տո­րային հոսանքը կփոփոխվի հետևյալ օրենքով՝

Կոլեկտորային հոսանքը աճելով էքսպոնենտի օրենքով` ձգ­­­տում է  h21է + >Eկ / Rկ  արժեքին: Սակայն հասնելով սահմա­նա­յին  մեծությանն այնուհետև չի կարող մեծանալ, և առջևի ճա­կա­տի ձևա­վո­րումը վերջանում է t2 պահին: Օգտ­վելով կոլեկտորային հոսանքի հա­վա­սա­­րումից և հաշվի առնելով, որ  առջևի ճա­կատի տևո­ղու­թյան համար կստա­նանք հե­տև­յալ արտահայ­տու­թյունը՝

Վերջին հավասարումից բխում է, որ կոլեկտորային հոսանքի և ել­քային լարման առջևի ճակատի տևո­ղու­թյունը փոքրանում է տրան­զիս­տո­րի հագեցման գոր­ծակ­ցի մե­ծա­ցումից: S=1 արժեքի դեպքում տրան­զիստորը գտնվում է ակ­տիվ վի­ճակում, և առջևի ճակատի տևողությու­նը որոշվում է կոլեկ­տո­րա­յին հոսանքի հաստատված արժեքի 0.1 և 0,9 մակար­դակ­նե­րով, և    t2 պահին կոլեկ­­­տո­րային հոսանքի առ­ջևի ճակատի ձևա­վո­րու­մն ավարտվում է: Տրան­զիս­տորն անցնում է հագեց­ման վիճակի: Կո­լեկ­տո­րային հոսանքը և լա­րու­մը ըն­դունում են Iկհ  և Uկէհ ար­ժեք­նե­րը և մնում են անփոփոխ: Քանի որ կո­լեկ­տորային  հոսանքը  չի  ա­ճում, իսկ բազային հոսանքն ունի Iբ+ >Iբս ա­րժեք, բազայի տի­րույ­թում կու­տակվում են «ավել­ցու­կային» ոչ հիմնա­կան լիցքակիր մաս­­նիկ­ներ: Վերջիններիս կուտակումը տեղի ունի էքսպոնենտի օրենքով և հաս­նում է կայունացված արժեքին Այդ ժամա­նա­­կա­հատ­վա­ծում կուտակված ոչ հիմնական լից­քակիր մասնիկ­ների քա­նակը բազայում կլինի`  Դրանով բա­նալու միա­­ցումն ավարտվում է:

Բանալու անջատումը: Բանալու անջատումը սկսվում է t3 պա­­հին, երբ մուտքում լարումն ընդունում է Uմ+ -ից Uմ-  արժեքը: Այդ դեպ­քում բազային հոսանքի  ուղղությունը  փոխ­վում  է  և  հա­վասար­վում է  Iբ- = (Uմ - - Uբէհ) / Rբ   մեծությանը:

Բազայից «ավելցուկային» լիցքակիր մասնիկների դուրսբե­րու­մը:  Բազային հոսանքի ուղղության փոփոխման պատճառով սկսվում է տր­ա­ն­­զիստորի բազայում կուտակված «ավելցու­կա­յին» ոչ հիմ­նական լիցքակիր մասնիկների դուրսբերու­մը: t3-ից t4 ժա­մա­նա­կա­հատվածում, չնայած այդ մասնիկների քանակի նվազ­­մա­նը,  տրան­զիստորը դեռևս մնում է հագեցած վիճակում, և կոլեկ­տորային հո­սանքը պահ­պանում է հագեցման Iկհ արժեքը: t4 պահին, երբ­ «ավել­­­ցուկային» բոլոր լիցքակիր մասնիկները դուրս են գալիս բա­զա­յից, կոլեկտորային անցմանը կի­րառ­վում է հակառակ, լարում և տրան­­զիս­տորն անցնում է աշխա­տան­քային ակտիվ ռեժիմի: t4 - t3­ ժա­մա­նա­կահատվածը կոչվում է բազայից «ավելցուկա­յին» լից­քա­կիր մաս­նիկների դուրս բերման ժա­մա­նակ (tդ): Այդ ժամանակը կախված է տրանզիստորի հա­գեց­ման գոր­ծակցի S = =Iբ+/ Iբս  և փա­կող հո­սան­քի Iբ- արժեքից և որոշ­վում է հե­տևյալ հավա­սարմամբ ՝

Հետին ճակատի ձևավորումը: t4 պահից, երբ տրանզիստորը դուրս   է  գալիս  հագեցման  վիճակից  և  անցնում  է  ակտիվ  ռեժիմի,  սկս­վում է բազային և կոլեկտորային հոսանքների նվազումը, որը հան­գեցնում է կոլեկտոր-էմիտեր լարման աճի: t5 պահին տրանզիս­տո­րը փակ­վում է, և հետին ճակատի ձևաորումն ավարտվում է:  tհե =  t5 - t4 ժա­մա­նակահատ­վա­ծը կոչվում է կոլեկտորային հոսանքի հետին ճա­կա­տի տևո­ղություն:

Հետին ճակատի տևողության գնահատումը բավակա­նին բարդ է` կապված այդ ընթացքում տեղի ունեցող երևույթ­ների հետ: Ունա­կու­թյունների լիցքավորման հո­սանքների անտեսման դեպ­քում հետին ճա­կա­տի տևողությունը գնա­­հատվում է հետևյալ հավա­սարումով  ՝

Ունակությունների լիցքավորման հոսանքները հաշվի առ­նե­լու դեպ­­քում հետին ճակատի տևողությունը հաշվվում է հետևյալ ար­տա­­հայտությամբ`         

Ամփոփելով տրանզիստորային բանալու միացման և ան­ջատ­ման ժա­մանակ անցողիկ երևույթները` եզրակացնում ենք, որ բա­նալու միա­ցումը կատարվում է tմ = tհ + tառ , իսկ անջա­տումը՝ tա = tդ + tհե  ժա­մա­նա­կահատվածներում, հետևաբար բանալու արագագոր­ծու­թ­յու­նը որոշ­վում է այդ մեծություն­նե­րով:

>>

 

5.2.2. Արագագործ տրանզիստորային բանալիներ

Վերը կատարված վերլուծությունները ցույց են տալիս, որ տրան­­զիստորային բանալու արագագործությունը կախ­ված է ինչ­պես տրան­զիս­տորի պարամետրերից  այն­պես էլ բանա­լու սխեմայի պա­րա­մետրերից (Uմ-, Uմ+, Eկ, Rկ, Rբ, Cբ): Բա­­նալու հաշ­վար­կի ժամանակ պահան­ջ­­վում է ա­պա­­հովել առա­վե­լագույն արա­գա­գործություն, իսկ դա հնա­րա­վոր է tմ, tա պա­րա­մետրերի նվա­զա­գույն արժեքների դեպ­քում:

Տրանզիստորային բանալու արագագործությունը մե­ծաց­նե­լու նպա­տակով օգտագործում են արագացնող ունա­կութ­յուններ, Շոտ­կիի տրանզիստորներ կամ հոսանքի փո­խ­արկիչներ:

Արագացնող կոնդենսատորներով բանալի: Ինչպես երևում է tառ, tդ, t արտահայտություններից, tառ և tհե ճա­կատների տևո­ղու­թյուն­ները կարող են փոքրացվել Iբ+-ի մե­ծա­­ցու­մով: Սակայն դա հանգե­ց­նում է միաժամանակ tդ-ի մե­ծաց­ման, ինչն իր հեր­թին կբերի բանալու ան­ջատ­ման ժամանակի մե­ծաց­ման:

Եթե բա­նալու սխեման նախագծվի այն­պես, որ տրան­զիս­տո­րի բազային հո­սանքը ճակատի ձևավորման ընթացքում ունենա մեծ արժեք, իսկ դրա ձևավորումից հետո նվազի մինչև փոքր հա­գեցման գործակցով հա­գեցման հա­մար անհրաժեշտ մեծությունը, ապա արագա­գոր­ծու­թ­յունը կմեծանա, քանի որ այդ դեպ­քում tառ-ն նվա­զում է, իսկ tդ-ն չի մե­ծանում: Այդ սկզբունքը իրակա­նաց­վում է բանալու սխեմա­յում Rբ դի­մադրությանը զու­գա­հեռ C կոն­դեն­­սատորի միացումով (նկ.5.9, ա):

Մուտքային լարման թռիչքաձև Uմ--ից Uմ+ անցնելու դեպ­քում C-ի դիմադրությունը շատ փոքր է, բազա­յին հո­սան­քն ու­նի Iբ+(0)≈Uմ+/Rմ արժեքը, որտեղ Rմ-ը՝ տրան­զիս­տո­­րի մուտ­­քա­յին դիմադրությունն է: Այնուհետև կոնդենսատորի  լից­­քա­վոր­­մանը զուգ­ընթաց բազային հո­սան­­քը նվազում է, և բա­նա­լու միաց­ման ա­վար­տից հետո ընդունում է Iբ+=(Uմ++Uբէհ) / (Rբ+Rմ) ար­ժեքը, որը փոքր է Iբ+(0) - ից:

Այսպիսով, կոնդենսատորի շնորհիվ սկզբնա­կան բա­զա­յին հո­սան­քը մեծանում է՝ չփոխելով տրան­զիս­տո­րի հա­գեցման գոր­­ծակցի նախկին արժեքը: Քանի որ ունա­կու­թ­յունը մեծացնում է ա­րա­գա­գոր­ծությունը, այն կոչվում է արագաց­նող, իսկ բանա­լին՝ ա­րա­գաց­նող կոնդենսա­տո­րով բանալի:

Արագացնող ունակությունը փոքրացնում է նաև tդ ժամա­նա­կը: Երբ տրանզիստորը բաց է, լարման անկումը Rբ-ի վրա հա­վա­­սար է Uմ+-Uբէհ, և  կոնդենսատորը  լիցքավորված  է  այդ  լար­մամբ:  Բա­նա­­լու մուտ­­քին փակող Uմ- լարում կիրառելիս, կոն­դեն­­սա­տորի վրա­յի լա­րու­մը գու­մար­վում է Uմ- - ի հետ, և փակ­ման  սկզբնա­կան  հո­սանքը,  որը  ո­րոշ­­վում  է  Iբ-(0) = (Uմ+ + Uմ- - Uբէհ) / Rմ հավասա­րու­մով, շատ ա­վե­լի մեծ է առանց ունակության  սխեմա­յի անջատ­ման հոսանքից՝ Iբ- =(Uմ- - Uբէհ)/(Rբ+Rմ): Արդյունքում փոքրա­նում է լիցքակիր մաս­­­նիկների բազայից դուրսբեր­ման  tբ  ժամա­նակը:  Կոնդենսատորի  ունակու­թ­յունը  հաշվ­վում  է  ար­տա­հայտությունից:

Շոտկիի դիոդով տրանզիստորային բանալի: Արագացնող կոն­դեն­սատորը փոքրացնում է tդ ժամանա­կը, սա­­կայն այն լրիվ չի վերաց­նում: Բանալու անջատման ժամանակի փոք­րացման ավելի արդյունա­վետ եղանակ է բա­նալիում ոչ գծա­յին բա­ցասա­կան հե­տադարձ կապի կիրա­ռումը: Լավ արդյուն­ք­ներ ստացվում են, երբ իբրև ոչ գծային տարր օգ­տագործվում է Շոտկիի դիոդ (նկ.5.10,ա): Այդ դեպ­քում տրան­զիս­տո­րը Շոտկիի դիոդի հետ միասին կոչ­վում է Շոտկիի տրանզիստոր, իսկ բանալին՝ Շոտկիի տրանզիստո­րով բանալի (5.10,բ): Ի տար­բե­րու­թյուն սովորական դիո­դի, Շոտկիի դիոդի բացման շեմային լա­րու­մը շատ փոքր է (0,1 Վ):  Շոտկիի  դիոդը միացվում  է  տրան­զիս­տո­րի  կոլեկտոր-բազա շղթա­յին և իրականացնում է ոչ գծային բացա­սա­կան հե­տա­­դարձ կապ: Շոտկիի դիոդը զուգահեռ է միացված տրանզիս­տորի կոլեկ­տո­րային անցմանը, որի բաց­ման շեմային լա­րումը (0,5...0,7Վ) մեծ է դիոդի շեմային լարումից: Շնոր­հիվ այդ տարբե­րու­թյան` բանալու բացման ժա­մանակ, երբ կո­լեկ­տորային անց­ման վրա լարումը աճում է, ավելի շուտ բացվում է Շոտկիի դի­ոդը: Դիոդի, հետևաբար կոլեկտո­րա­յին անց­ման վրա սևեռվում է դիոդի փոքր շեմային լա­րու­մը, որը բավարար չէ կո­լեկ­տո­րային անցման բացման և հա­գեց­ման համար:

 

Տրանզիստորը չի հա­գե­նում, հետևաբար, բա­զայի միջ­ակայքում «ավելցուկային» լից­քա­կիր մասնիկ­նե­րը բացա­կա­յում են, և բանալու փակման ժա­մա­նակ tդ  ժամանակը չի պա­հան­ջ­վում: Արդյունքում բանալու արա­գա­գոր­­ծութ­յունը մեծանում է:

Տրանզիստորային հոսանքի փոխարկիչ: Իմպուլսային սար­քե­րում կիրառվում են նաև հոսանքի փո­խար­կիչներ, որոնց մի­ջոցով իրա­կա­նացվում է հոսանքի փո­խան­ցում մի շղթայից մյու­սին: Փոխարկիչը բաղ­կա­ցած է երկու տրան­զիս­տորից, որոնց կոլեկտորների շղթանե­րում միացված են Rկ ռեզիստորներ, իսկ ընդ­հանուր էմիտե­րային շղթայում՝ I0 հո­սան­քի գեներատորը (նկ.5.11): VT2 տրան­զիստորի բա­զային տրվում է Uh հաստա­տուն (հենա­կա­յին) լարումը« իսկ VT1-ի բա­զա­յին՝ մուտ­քա­յին Uմ կա­ռա­վարող լա­րումը: Uմ = 0 լարման դեպ­քում VT1-ը փակ է, և I0 հոսանքը լրիվ հոսում է VT2-ով: VT2-ի բազա, էմի­տեր և կո­լեկ­տոր լա­րումները որոշվում են հետևյալ հա­վա­սա­րումնե­րով՝

VT1-ի բազա-էմիտեր լարումը կլինի՝ Uբէ1 = Uմ  - Uհ +Uբէհ,  և քա­նի որ Uհ >Uբէհ և Uմ =0, ապա Uբէ1<0 և VT1-ը փակ է: Uմ լար­­ման ա­ճից Uբէ1 լա­րումը մեծանում է, և երբ Uբէ1 = Uհ =Uբէհ - 0,1Վ=Uմ1 այն բաց­վում է: Համա­ձայն Uբէ1 - ի հավասար­ման VT1 - ը բաց­վում է մուտ­քա­յին լար­ման Uմ =Uմ1 = Uհ - 0,1Վ արժե­քից:

Երբ Uմ =Uհ, եր­կու տրանզիստորները նույն չափով բաց  են,  և  Iէ1 =Iէ2 = I0 / 2: Մուտ­քային լարման հետագա աճից էմիտե­րա­յին լա­րու­մը մեծա­նում է Uէ1 = Uէ2  = Uմ - Uբէ1 առնչությամբ: Քանի որ VT2-ի բա­զայի լա­րումը հաստատուն է (Uհ), իսկ Uէ2-ը մեծանում է, ապա Uբէ2 լարումը պետք է նվազի: Դա բերում է VT2-ի փակ­մանը և Iէ2-ի փոք­րացմանը: Երբ Uմ=Uհ+0,1Վ=Uմ2 ար­ժեքին VT2-ի բազա-էմիտեր լա­րումը Uբէ2= Uh - Uէ2  = Uհ - Uմ + Uբէ1 =Uբէ1 - 0,1Վ փոքր է Uբէ1 շեմային լա­րու­մից, և VT2-ը լրիվ փակվում է: Վերջինիս հո­սան­քը փոխանցվում է VT1- ին, և Iէ1 = I0

Այսպիսով մուտքային լարումը հենակային լարման նկատ­մամբ     փոփոխումով,  I0 հոսանքը փոխանցվում է մի տրան­զիս­­տո­րից մյուսին:

Սխեմայում տրանզիստորները չեն հագենում, և արդյունքում արա­գա­գործությունը մեծանում է (tդ - ն բացակայում է):

>>

 

5.2.3. Դաշտային տրանզիստորներով բանալիներ

Էլեկտրոնային բանալիներում կարող են օգտագործվել բո­լոր տե­սակի դաշ­տային տրանզիստորները: Թվային սար­քերում մեծ կիրառու­թյուն են գտել մետաղ-մեկուսիչ-կիսա­հա­ղորդիչ (ՄՄԿ) ինդուկտ­ված հոս­քուղով տրանզիստոր­նե­րը: Դա պայ­մա­նա­վոր­ված է այդ տրանզիս­տորնե­րի կայուն փակ վիճակով փա­կան-ա­կունք լա­րումը շեմային լա­րու­մից փոքր արժեքների դեպ­քում: ՄՄԿ տրան­­զիստորներով բանա­լի­ներում ըմպիչի շղթային որպես բեռ կա­­րող են միացվել ռեզիստորներ կամ տրան­­­­զիս­տոր­ներ: Երկ­րորդ դեպ­քում որպես բեռ օգտագործվում է կամ կա­ռա­վա­րող տրանզիս­տորի հաղորդականությամբ հոսքու­ղով (դի­­նա­միկ բեռով), կամ հակառակ հաղորդականությամբ հոս­քու­ղ­ով (կոմ­պ­լե­մենտար զույգով) տրանզիստոր:

Ռեզիստորային բեռով բանալիներ: Ռեզիստորային բեռով p-n ան­ցու­մով կառավարումով n հոսքուղով բա­նա­­լու սխեման և տրան­զիս­տո­րի բնութագիծը բեր­ված են նկ.5.12,ա,բ-ում: Տրան­զիս­տորի ըմպիչի շղթայում միացված է Rը ռեզիստորը: C0-ն տրան­զիս­տորի և բեռի հա­մար­ժեք ունա­­­կու­թյունն է: Բանալին կառա­վարում  է մուտքային Uմ  բա­ցա­սական իմպուլսներով:      

Մուտքային Uմ լարման բացակայության դեպքում (Uմ = 0) տրան­զիս­տորը բաց է: Տրանզիստորով հոսում է Iը0 հոսանքը, որը Rը ռեզիս­տորի վրա ստեղծում է RըIը0 ≈ Eը լարման անկում, և ելքային լարումը մոտա­վորապես զրո է (Uե=Eը -0 ≈ 0): Բա­­նալու մուտքում Uմ < Uփաշ  ամպլիտուդով բացասական իմ­պուլ­ս­նե­րի կիրառման դեպքում տրան­զիստորը փակվում է:

Դրանով հոսանքն ընդհատվում է, և ելքային լա­րումը ընդունում է Uե ≈ Eը արժեքը: Ելքում ձևավորվում է դրական իմ­պուլս: C0 ունակու­թ­յան պատճառով ելքային իմպուլսի ճակատները կփո­փոխվեն ոչ թե թռիչքաձև, այլ` էքսպոնենտի օրենքով: 

p-n անցումով կառավարումով բա­նա­­լին ելքում փոխում է մուտ­քային իմպուլսի բևեռականությունը: Մեծ մասամբ սխեմա­ներում մի քա­նի բանալիներ միացվում են հաջորդաբար: Ել­քա­յին լարման բևե­ռա­կանության փոփոխումը հանգեցնում է սխե­մաների զգալի բարդացման:  

Նշված թերությունն ունեն են նաև ներսդրված հոս­քու­ղով դաշ­­տային տրանզիստորներով բանալիները, քանի որ այդ տրանզիս­տոր­ների փոխանցման բնու­թագիծն ունի p-n անցու­մով կառավարմամբ տրանզիստորի բնութագծի տեսքը որի պատ­ճա­ռով, որ p-n անցումով կա­ռավարումով և ներսդրված հոս­քու­ղով դաշտային տրանզիս­տոր­նե­րով բանալիները լայն կիրա­ռություն չեն գտել:

Այդ թերությունից զերծ են ինդուկտված հոսքուղով դաշ­տա­յին տրան­­զիստորներով բանալիները: Դրանցում մուտքային և ել­քային լա­րում­­նե­­րն ունեն նույն բևեռականությունը (նկ.5.13,գ,դ):    Մուտքային Uմ լարման բացակայության դեպքում (Uմ = 0) տրան­զիստորը փակ է: Տրանզիստորում հոսանքը և Rը - ի վրա լարման անկումը բացակայում են, և Uե = Eը: Մուտքային դրական իմպուլսի կիրառման դեպ­­քում (Uմ1>Uփաշ), տրան­զիս­տորը բացվում հագենում է: Տրան­զիս­տորով հոսում է Iմ1 հագեց­ման հոսանքը: Ելքային լարումն ընդունում է Uե = Eը-Iը1Rը ≈ 0 արժեքը: Հագեցված վիճակում ելքային լարման մա­կար­դակը պայմանա­վորված է Rը և Rաը դիմադրությունների հարաբերու­թյամբ (Rաը - ն տրանզիստորի ակունք ըմպիչ դիմադ­րու­թյունն է հագեց­ված վի­ճակում): Rը >> Rաը դեպքում բանալու ելքային լարումը ընդուն­վում է հավասար զրոյի (նկ.5.12,գ):

Բանալու աշխատանքը դիտարկելիս անտեսեցինք C0 -ի ազ­դեցու­թյունը ելքային լարման վրա: Սակայն C0 -ի լիցքվորման և լիցքաթափ­ման պատճառով ելքային լարումը փոփոխվում է ոչ թե թռիչքաձև, այլ ունակության լիցքավորման էքսպոնենտի օրեն­­քով: Uմ = 0 դեպքում C0 - ն լիցքավորված է և Uե≈Eը: Երբ տրվում է Uմ1 > Uփաշ դրական իմ­պուլսը, տրանզիստորը բացվում հագենում է, և C0 - ն լիցքաթափվում է տրան­զիստորի Rաը փոքր դիմադրությունով: Երբ մուտքում իմպուլսը վերա­նում է, տրան­զիս­տորը փակվում է, սակայն C0 -ի վրա լարումը ակն­թարթորեն չի կարող փոփոխվել: Սկսվում է C0 -ի լիցքվորումը Rը -ով Eը-ից: Որոշ ժամանակից հետո ելքում` C0 -ի վրա լարումn ընդունում է Eը արժեքը: C0 -ի լիցքավորման ժամանակի հաստատունը RըCէ, իսկ լիցքաթափման ժամանակի հաստատունը` RաըC0:

Այսպիսով, ինդուտված հոսքուղով դաշտային տրանզիստո­րով բա­նալու աշխատանքի վերլուծությունը ցույց է տալիս, որ բանալու արա­գա­գործությունը հիմնականում կախված է ոչ թե տրան­զիս­տորի պարա­մետրերից, այլ արտաքին շղթայի պարա­մետ­րերից: 

Բեռի ունակության տրված արժեքի դեպքում արագագոր­ծությունը կարող է մեծացվել կամ Uմ1 լարման մեծացման, կամ էլ Rը -ի փոքրա­ցու­­մով: Սակայն Uմ1-ի մեծությունը սահմանափակ­վում է Eը սնման լար­­ման արժեքով, իսկ Rը -ի փոքրացումը բե­րում է բաց վիճակում տրան­զիստորի վրա լարման մեծացման և տրանզիստորի վրա հզորության մեծացման, ինչը շատ դեպքե­րում ցանկալի չէ:

        Դինամիկ բեռով բանալի: Դինամիկ բեռով բանալիում տրան­­զիս­տորի ըմպիչի շղթային որպես բեռ միացվում է բա­նա­լի­ում օգ­տա­գործ­ված նույն հաղորդականությամբ տրան­զիս­տոր (VT2), որի փականին տրվում է Eը լարումը (նկ.5.13,ա): Քանի որ VT2-ի փա­կա­նին կիրառված է դրական պոտենցիալ ակունքի նկատ­մամբ, այն միշտ բաց է, և ակունք-ըմպիչ դի­մադ­րությունը VT1-ի հա­մար ըմպի­չային բեռ է:

մ <<Uփաշ1 լարման դեպքում VT1-ը փակ է, VT2-ը՝ բաց:  Երկու  տրան­զիս­տորներով անցնում է փակ տրան­­զիս­տորի չնչին հո­սան­քը (նԱ) և Uե =Eը­ - Uփաշ2 < Eը: Ել­քա­յին լար­ման մա­կար­դակը կախված է տրան­զիս­տոր­ների ներքին դիմադ­րութ­յուն­նե­րի առնչությունից: U­մ > Uփաշ1 դեպ­քում VT1-ը բացվում է: VT2-ի ակունքին կիրառվում է Uըա1 << Eը լա­րումը, որի պատ­ճա­ռով Uփա2 = Eը - Uըա1 >Uփաշ2 և VT2-ը ­նույնպես բաց է:  Երկու տրան­զիս­տոր­նե­րով հոսում է Iը2=0.5S2(Uփա2 - Uփաշ2)  հո­սան­քը, որտեղ S2-ը VT2-ի բնու­թագծի թեքությունն է: Ելքային լարու­մը կլինի փոքրl եթե VT1-ի վրա լարման անկումը շատ ավելի փոքր է, քան VT2-ի լա­րումը:  Իսկ դա հնարավոր է, երբ VT1-ի բնութագծի թեքու­թյունը մեծ է VT2 - ի բնու­թագծի թեքու­թյունից:

Դինամիկ բեռով բանալին ունի փոքր չափսեր և պատ­րաստ­ման ավելի պարզ տեխնոլոգիա (դիմադրության պատրաստման տեխ­նո­լո­գիան բացակայում է):

Կոմպլեմենտար զույգով բանալի: Կոմպլեմենտար զույ­գով բա­նալիում (նկ.5.14,բ,գ) VT1 տրանզիստորի ըմպիչի շղթայում միաց­­վում է հակառակ հաղորդականության հոսքուղով VT2 տրան­զիս­տո­րը: Առա­ջինը բացվում է դրական, երկրորդը՝ բա­ցա­սական մուտ­քա­յին լարում­ներից (նկ.5.14,գ): Uմ = 0 լարման դեպ­քում VT1-ի մուտ­­­քա­յին լարումն ունի Uփա1 = 0 արժեքը, և  այն  փակ է:  VT2- ի  մուտքային լա­րումը հավասար է Uփա2 = Uմ - = - Eը  < Uփաշ2, և այն բաց է: Բանալու ել­քում լարումը կունենա   Uե = +Eը  արժե­քը: Այս դեպքում, քանի որ VT1-ը փակ է, սնման աղ­բյուրից գործ­նականում հոսանք չի սպառ­վում (նԱ): Մուտ­քա­­յին դրական լարման դեպքում, երբ այն ունի Uմ > Uփաշ1 ար­ժեքը, VT1-ը բաց­վում է: Եթե  Uմ > Eը - Uփաշ2, ապա VT2-ը փակ­­­վում է և  Այս վիճակում էլ տրան­զիստորներից մեկը  փակ է, և բանալին սնման աղբյուրից հոսանք գրեթե չի սպա­ռում:

Այսպիսով, ի տարբերություն նախորդ սխեմաների կոմ­պլե­­մեն­տար զույգով բանալիում սնման աղբյուրից էներ­գիա­յի ծախ­­սը չնչին է:

Անցողիկ պրոցեսները դաշտային տրանզիստորներով բա­նա­­լի­նե­րում: Բանալու մեկ կայուն վիճակից մյուսին անցու­մը կա­տար­վում է որո­շակի անցողիկ գործընթաով, որը պայմա­նա­վոր­ված է հիմ­­նա­կա­­նում C0 ունակության լիցքավորումով և լիցքա­թափմամբ: C0 - ն տրան­զիս­տորի և բեռի մոնտաժային ունակու­թյուն­ներով պայ­մա­նա­վոր­ված համարժեք ունակութ­յուն­­ն է, որը պիկոֆարադների կար­գի մեծություն է:

Ռեզիստորային բեռով բանալու դեպքում (նկ.5.12) Uմ լար­ման բա­ցա­կայության դեպքում տրանզիստորը փակ է, և C0-ն լից­քա­վոր­ված է: t1 պահին տրվում է Uմ > Uփաշ լարումը: Տրանզիս­տո­րը բաց­վում է, և սկսվում է C0-ի լիցքաթափումը բաց տրան­զիստորի  ա­կունք-ըմպիչ դի­մադրությունով: C0-ի լիցքաթափման  ընթաց­քում ձևա­վորվում է ել­քային  իմպուլսի  առջևի  ճակատը  tաճ  տևո­ղու­թյամբ:

 Տրանզիստորով  անցնող հոսանքը փոփոխվում է բա­վա­կանին բարդ օրենքով: Սկզբում այն ունի Iը(0) արժեքը և որոշ ժա­մանակ (երբ տրան­զիստորի աշխա­տանքային կետը ելքային բնու­թագծի ոչ մեծ թեքության միջակայքում է) մնում է հաստա­տուն: Այ­նուհետև« երբ տրանզիստորի աշխատան­քային կետը անցնում է ել­քային բնու­թա­գծի սկզբնական թեք միջակայք, տրան­զիս­տո­րով հո­սանքը նվա­զում է մինչև Iը1 արժեքը: C0-ի լից­քա­թափման հո­սանքը փոփոխվում է iC = iRը օրենքով: Rը-ով հոսանքը նույնպես փո­­փոխվում է բա­վա­կանին բարդ օրեն­քով: Ելքային լարումը նվա­զում է և հաստատվում է tաճ ժամա­նակա­հատ­վածում« որը որոշվում է հետևյալ մոտավոր հավա­սա­րումով՝

Բանալին փակվում է t2 պահին, երբ Uմ = 0: Այդ պահից սկսվում է C0-ի լիցքավորումը, և tաճ ժամանակահատվածից հե­տո այն հաստատ­վում է (Uե = Eը): tհճ ժամանակահատվա­ծում ձևա­­վոր­վում է ելքային իմպուլսի հետին ճակատը, որի տևո­ղու­թյունը գնա­հատ­վում է հետևյալ հավասարումով՝

(5.4)  և  (5.5)  հավասարումներից  երևում  է,  որ tհճ > tաճ  քա­նի որ  Iը(0) > Iը1:

Դինամիկ բեռով բանալիում (նկ.5.13) C0-ի լիցքավո­րու­մը կա­­­տար­վում է VT2-ով և ելքային իմպուլսի առջևի և հետին ճա­կատ­նե­րի տևո­ղությունները որոշվում են (5.4) և (5.5) հա­վա­­սա­րում­նե­րով:

Կոմպլեմենտար զույգով բանալիում C0-ի լիցքավորու­մը կա­տար­վում է VT2-ով, իսկ լիցքաթափումը՝ VT1-ով: Տրան­զիս­տոր­ների բնու­թա­գծերը և պարամետրերը մոտավորապես նույնն  են, այդ պատ­­ճա­ռով  Դա նշանակում է, որ կոմպ­լեմենտար զույգով բա­նալու արա­գա­­գոր­ծությունը ավելի մեծ է, քան ակտիվ և դինամիկ բե­ռով բանա­լիների դեպքում:

Այսպիսով դաշտային տրանզիստորներով բանալիներից կոմպ­­լե­մենտար զույգով բանալին լավագույնն է արագագոր­ծու­թյան և ստա­տիկ ռեժիմում էներգիայի փոքր ծախսի տե­սան­կյունից:

>>

5.3. Անալոգային և թվային ազդանշանների ինտեգրալ կոմուտատորներ

Ինտեգրալ կոմուտատորները բազմաթիվ մուտքերով և մեկ ելքով միկ­րո­սխեմաներ են: Կոմուտատորի մուտքերում միացվում են ազդա­նշանների աղբյուրները  իսկ ելքում` ազդանշանի ըն­դու­նիչը: Կոմուտա­տորի միջոցով իրականացվում է մուտքային ազդանշանների աղբյուր­ներից մեկի միաց­ումը ազդանշանի ընդունիչին: Դրանք կիրառվում են նաև տարբեր շղթաների   միացման և անջատման նպատակով: Որոշ կո­­մու­տատորներում ընտրված մուտքային երկլար շղթան միաց­վում է ելքային  երկ­լար շղթային: Վերջիններս կոչվում են դիֆե­րեն­ցիալ կո­մու­­տատոր­ներ:

Ինտեգրալ կոմուտատորները բաղկացած են էլեկտրոնային բա­նա­լիներից և կառավարման սխեմայից: Կոմուտատորը պետք է անալո­գային ազդանշանը հաղորդի աղբյուրից ընդունիչին առանց աղա­վաղ­­ման: Սակայն ազդանշանի որոշակի աղավա­ղում կարող են առա­ջաց­նել ինչպես բանալիները, այնպես էլ կառավարման սխեման: Վերջինիս կառավարման ազդանշան­նե­րը բանալիներով անցնում են ընդունիչ` առա­ջացնելով աղմուկ­ներ: Ինտեգրալ կոմուտատորներում օգտա­գործ­վում են դաշտա­յին տրանզիստորներով բանալիներ: Դաշտային տրան­զիստորի կառավարման ժամանակ փականի շղթայում հոսանքը բացա­կա­յում է: Դա նշանակում է, որ կառվարման շղթայի և ազդանշանի ընդունիչի միջև անմիջական (գալվանական) կապը բացակայում է, և կառավարման սխեմայից ծախսվող էներգիան շատ փոքր է: Դաշտային տրան­զիս­տորներն օժտված են երկողմանի էլեկտրա­հաղորդա­կանու­թյամբ, ինչը հնարավորություն է տալիս ոչ միայն մուտքա­յին ընտրված ազդանշանը հաղորդել ելք, այլ նաև  ելքից ազդնշանը` ընտրված մուտք: Բացի դրանից, դաշտային տրան­զիս­տորները աշխատում են ինչպես անալոգային, այնպես էլ թվային ազդանշաններով:

Ինտեգրալ կոմուտատորներում օգտագործվում են դաշտա­յին տրան­­զիստորներով կոմպլե­մեն­տար զույգով Էլեկտրոնային բանա­լի­ներ (դրանց աշխատանքի սկզբունքը և դրական հատկա­նիշ­ները դի­տար­կված են էլեկտրոնային բանալիներ բաժնում):      

Բանալիների միացումը և անջատումը իրականացնում է կա­ռա­վար­ման սխեման թվային ազդանշանի միջոցով: Կառավար­ման սխե­մայում օգտագործվում են տրամաբանական տարրեր կամ դեշիֆրա­տորներ:

Դիտարկենք, որպես օրինակ K176KT1,  մակնիշի անա­լո­գա­յին և թվային ազդանշանների ինտեգրալ կոմուտատորի կա­ռուց­ված­­քա­յին (նկ.5.15,ա) և դրանում օգտագործված կոմպ­լեմեն­տար զույգով բանա­լու (նկ.5.15, բ)  էլեկտրական սխեմաները:

Կոմուտատորը բաղկացած է չորս բանալիներից, որոնց մուտ­­քային ելուստներն են 1, 4, 8, 11 և ելքային ելուստները` 2, 3, 9, 10: Կառա­վար­ման սխեման բաղկացած է DD1.1, DD1.2 շրջող տար­­րերից: Բանա­լինները VT1, VT2 դաշտային տրան­զիս­տոր­ներից բաղ­­կացած կոմպ­լե­մեն­տար զույգեր են: Բանալիները միացվում են E11, E12, E13,  E14 կառավարող ելուստներին բարձր մակար­դակի լարման կիրառու­մուվ: E1 = 1 դեպքում DD1.1 - ի ելքում ցածր մակարդակ է (0), իսկ DD1.2 - ի ելքում` բարձր մակարդակ (1): VT1, VT2 տրանզիստորները բաց են:

   Մուտքը միացված է ելքին: E1 = 0 դեպքում DD1.1 - ի ելքում բարձր մա­կար­դակ է (1), իսկ DD1.2 - ի ելքում` ցածր մակարդակ (0): VT1, VT2 տրանզիստորները փակ են: Մուտքը անջատված է ելքից:

>>

                                         Ստուգողական  հարցեր

1. Ի՞նչպիսի անալոգային բանալիներ գիտեք:

2. Բացատրել բանալիների աշխատանքի սկզբունքը:

3. Ի՞նչ նպատակով են միացվում երկբևեռ  տրանզիստոր­նե­րով անալոգային բանալիներում երկու տրանզիստորներ:

4. Ի՞նչ առավելություններ ունեն օպտրոնային բանալիները:

5. Դաշտային տրանզիստորներով անալոգային ի՞նչ բանալիներ գիտեք:

6. Դաշտային տրանզիստորներով անալոգային ո՞ր բանալին է իր պարա­մետրերով մոտ իդեալականին:

7. Ի՞նչով են տարբերվում թվային բանալիներըանալոգայիններից:

8. Թվարկել թվային բանալիների տեսակները:

6. Ո՞րն է Շոտկիի տրանզիստորով բանալու առավելու­թյունը:

7. Ի՞նչու են թվային բանալու բազային դիմադրությունը շուն­տում կոնդենսատորով:

8. Ո՞րն է հոսանքի փոխարկիչով բանալու.դրական հատկա­նիշը մյուս թվային բանալիների նկատմամբ:

9. Ո՞րն է կոմպլեմենտար զույգով թվային բանալու դրական   հատկությունները: 

10. Ի՞նչ կառուցվածք ունեն անալոգային և թվային ազդա­նշան­նե­րի կոմուտատորները: