ՀԱՅԱՍՏԱՆԻ ՀԱՆՐԱՊԵՏՈՒԹՅԱՆ

ԿՐԹՈՒԹՅԱՆ ԵՎ ԳԻՏՈՒԹՅԱՆ ՆԱԽԱՐԱՐՈՒԹՅՈՒՆ

ՀԱՅԱՍՏԱՆԻ ՊԵՏԱԿԱՆ ՃԱՐՏԱՐԱԳԻՏԱԿԱՆ ՀԱՄԱԼՍԱՐԱՆ

( ՊՈԼԻՏԵԽՆԻԿ )

ՆՎԻՐՎՈՒՄ Է ՀՊՃՀ

75  ԱՄՅԱԿԻՆ

Ս.Հ. ՄԱՆՈՒԿՅԱՆ

Է Լ Ե Կ Տ Ր Ո Ն Ի Կ Ա

Ե Վ

Ս Խ Ե Մ Ա Տ Ե Խ Ն Ի Կ Ա

Դասագիրք

(ՄԱՍ 1)

Ե Ր Ե Վ Ա Ն   2 0 0 8

ՀՏԴ  621.38. (07)        Հաստատված է ՀՊՃՀ գիտխորհրդի

ԳՄԴ  32.85 ց7           կողմից (որոշում թիվ 40  , 31.05.2008թ)

Մ  219                                     որպես դասագիրք «Էլեկտրոնիկա և

միկրոէլեկտրոնիկա» մասնագիտության

բակալավրական և մագիստրոսական

կրթական ծրագրով սովորող ուսանողների

համար:

Ս.Հ. Մանուկյան

Մ 219         Էլեկտրոնիկա և սխեմատեխնիկա:  Դասագիրք.            

                       - Եր.: Ճարտարագետ, 2008. - 480 էջ:

Դիտարկվում են կիսահաղորդչային սարքերի կառուցվածքը, աշխատանքը, պարամետրերն ու բնութագրերը: Բերվում են դրանց աշխատանքի առանձնահատկությունները տարբեր ռեժիմներում: Ուսումնասիրվում են երկբևեռ և դաշտային տրանզիստորներով հաստատուն և փոփոխական հոսանքի ուժեղարար կասկադների սխեմաները, պարամետրերը և բնութագծերը: Տրվում են ինտեգրալ սխեմաների հիմնական հանգույցների սխեմաները:  Բերվում են ինտեգրալ միկրոսխեմաների կիրառումով տարբեր գծային և ոչ գծային կերպափոխիչների սխեմաների պարամետրերի որոշման ու հաշվարկի եղանակները: Տրվում է տեղեկատվություն մի շարք անալոգային և թվային միկրոսխեմաների վերաբերյալ:

Գրախոսներ`

                                                          տ.գ.դ., դոց.                                                      Գ.Վ. Բարեղամյան,

                                                          տ.գ.թ., պրոֆեսոր.                                         Ա.Ս. Շաղգամյան                                                                                                  

                                               «ԱՍՈՒՊ-ԿԱՎԱ» ՍՊԸ - ի տնօրեն,.գ.թ.,               Վ.Շ. Հարությունյան 

Խնբագիր` Ն.Խաչատրյան 

ՆԵՐԱԾՈՒԹՅՈՒՆ

ԳԼՈՒԽ 1

1.1 ԷԼԵԿՏՐՈՆԱՅԻՆ ՇՂԹԱՆԵՐԻ ԴԱՍԱԿԱՐԳՈՒՄԸ

Ստուգողական հարցեր

 ԳԼՈՒԽ 2   ԿԻՍԱՀԱՂՈՐԴԻՉԱՅԻՆ ՍԱՐՔԵՐ

2.1 Էլեկտրոնա - խոռոչային  անցում 

2.2 Կիսահաղորդիչային դիոդներ

2.3 Տրանզիստորներ

2.3.1. Երկբևեռ տրանզիստորներ

2.3.2 Դաշտային տրանզիստորներ

2.3.3 Մեկուսացված փականով երկբևեռ տրանզիստորներ

2.4 Տիրիստորներ

2.5 Փոտոէլեկտրոնային սարքեր

2.6 Օպտոէլեկտրոնային սարքեր

2.7 Ինտեգրալ միկրոսխեմաներ

Ստուգողական հարցեր

3. ԷԼԵԿՏՐԱԿԱՆ  ԱԶԴԱՆՇԱՆԻ  ՈՒԺԵՂԱՐԱՐՆԵՐ

3.1 Ուժեղարարների դասակարգումը

3.2  Ուժեղարարների հիմնական պարամետրերը և բնութագծերը

3.3 Աղավաղումներն ուժեղարարներում

3.4 Ուժեղարարների մաթեմատիկական նկարագրությունը: Ուժեղարարի փոխանցման Ֆունկցիան

3.5 Ուժեղարարների հաճախական բնութագծերը

3.6 Հետադարձ կապն ուժեղարարներում

3.6.1 Հետադարձ կապի ազդեցությունն ուժեղարարի պարամետրերի վրա

3.6.2 Հետադարձ կապով ուժեղարարի կայունությունը

3.7 Ուժեղարարի ստատիկ աշխատանքային ռեժիմ

3.8 RC կապով ուժեղարարներ

3.8.1 Երկբեռ տրանզիստորներով RC կապով ուժեղարարներ

3.8.1.1 Ընդհանուր էմիտերով կասկադ

3.8.1.2  Ընդհանուր բազայով կասկադ

3.8.1.3 Ընդհանուր կոլեկտորով կասկադ ( էմիտերային կրկնիչ )

3.8.1.4. Փուլաշրջիչ  կասկադ

3.8.2 Դաշտային տրանզիստորներով RC կապով ուժեղարարներ

3.8.2.1 Ընդհանուր ակունքով կասկադ

3.8.2.2  Ընդհանուր ըմպիչով կասկադ (ակունքային կրկնիչ)

3.9 Հզորության ուժեղարարներ

3.9.1 Անմիջական կապով հզորության երկտակտ ուժեղարարներ

3.9.2 Տրանսֆորմատորային  կապով հզորության երկտակտ ուժեղարարներ

3.10 Փուլազգայուն ուժեղարարներ

Ստուգողական հարցեր

3.11. Հաստատուն հոսանքի ուժեղարարներ

3.11.1. Պոտենցիալների համաձայնեցումը հաստատուն հոսանքի ուժեղարարում

3.11.2. Զրոյի դրեյֆի փոքրացման եղանակները

3.11.3. Դիֆերենցիալ ուժեղարար կասկադներ

3.11.4. Հաստատուն լարումը փոփոխական լարման կերպափոխումով, վերջինիս ուժեղացումով և   նորից հաստատուն լարման կերպափոխումով ուժեղարարներ (ՄԴՄ)

3.11.5. Անալոգային միկրոսխեմաների և հաստատուն հոսանքի ուժեղարարների հիմնական տարրեր

3.11.5.1. Հաստատուն հոսանքի աղբյուրներ

3.11.5.2. Հաստատուն լարման աղբյուրներ

3.11.5.3. Հոսանքի հայելիներ

3.11.5.4. Բաղադրյալ տրանզիստորներ

3.11.5.5. Ակտիվ բեռներ

3.11.5.6. Ինտեգրալ գործառական ուժեղարարներ

3.11.5.7. Ինտեգրալ գործառական ուժեղարարների   պարամետրերը

3.11.5.8.Ինտեգրալ գործառական ուժեղարարների բնութագծերը

3.11.5.9. Ինտեգրալ գործառական ուժեղարարների սխեմաները

3.12. ԻԳՈՒ-ներով փոփոխական հոսանքի ուժեղարարներ

3.13. Ընտրողական ուժեղարարներ

3.14. Լայն հաճախական թողանցման շերտով  ուժեղարարաներ

3.14.1. Ցածր հաճախական ճշգրտում

3.14.2. Բարձր հաճախական ճշգրտում

3.14.3 Իմպուլսային ազդանշանի ուժեղարարներ

Ստուգողական հարցեր

ԳԼՈՒԽ4. ԳՈՐԾԱՌՈՒԹԱՅԻՆ ՇՂԹԱՆԵՐ

4.1. Մասշտաբային  ուժեղարարներ

4.1.1. Չշրջող  մասշտաբային  ուժեղարար

4.1.2. Լարման  կրկնիչ

4.1.3. Շրջող մասշտաբային ուժեղարար

4.2. Լարումների գումարող և հանող ուժեղարարներ

4.3. Լարում - հոսանք և հոսանք - լարում կերպափոխիչներ

4.4.Ի նտեգրող շղթաներ

4.4.1. Պասիվ ինտեգրող շղթաներ

4.4.2. Ակտիվ ինտեգրող շղթաներ

4.5. Դիֆերենցող շղթաներ

4.5.1. Պասիվ դիֆերենցող շղթաներ

4.5.2. Ակտիվ դիֆերենցող շղթաներ

4.6. Դիմադրությունների ինվերտորներ

4.7. Գիրատորներ

4.8. Լոգարիթմող ուժեղարարներ

4.9. Անտիլոգարիթմող ուժեղարար

4.10. Ճշգրիտ ուղղիչներ

4.10.1. Միակիսապարբերական ճշգրիտ ուղղիչներ

4.10.2. Երկկիսապարբերական ճշգրիտ ուղղիչներ

4.11. Անալոգային բազմապատկիչներ

4.11.1. ԻԳՈւ-ներով լարումների բազմապատկիչներ

4.11.2. Լարումների ինտեգրալ բազմապատկիչներ

4.12. Լարումների անալոգային կոմպարատորներ

4.12.1. ԻԳՈՒ-ների կիրառումով կոմպարատորներ

4.12.2. Ինտեգրալ կոմպարատորներ

4.12.3. Մեկ սնման լարումով կոմպարատորներ

4.12.4. Երկշեմ կոմպարատորներ

4.12.5. Զրոյի հետ հատման դետեկտոր (Զրո -տարր)

4.12.6. Տարաբևեռ լարումների համեմատող սխեմա

4.13. Լարման մակարդակի սահմանափակիչներ

4.13.1. Դիոդային սահմանափակիչներ

4.13.2. ԻԳՈՒ-ի և դիոդների կիրառումով սահմանափակիչներ

4.13.3. ԻԳՈՒ-ի հետադարձ կապի շղթայում ստաբիլիտրոններով սահմանափակիչներ

4.13.4. Ճշգրիտ սահմանափակիչներ

4.14. Ակտիվ զտիչներ

4.14.1. Ընդհանուր  դրույթներ

4.14.2. Ցածր հաճախական զտիչներ

4.14.3. Բարձր հաճախական զտիչներ

4.14.4. Շերտային զտիչներ

4.14.5. Ռեժեկտորային զտիչներ

4.14.6. ԻԳՈՒ- ների կիրառումով ակտիվ զտիչներ

4.14.7. Փուլային զտիչներ

Ստուգողական հարցեր

ԳԼՈՒԽ 5. ԷԼԵԿՏՐՈՆԱՅԻՆ ԲԱՆԱԼԻՆԵՐ

5.1. Անալոգային բանալիներ

5.1.1 Երկբևեռ տրանզիստորներով բանալիներ

5.1.2. Օպտոէլեկտրոնային բանալիներ

5.1.3. Դաշտային տրանզիստորներով բանալիներ

5.2. Թվային բանալիներ

5.2.1. Երկբևեռ տրանզիստորներով բանալիներ

5.2.2. Արագագործ տրանզիստորային բանալիներ

5.2.3. Դաշտային տրանզիստորներով բանալիներ

5.3. Անալոգային և թվային ազդանշանների ինտեգրալ կոմուտատորներ

Ստուգողական հարցեր

ՆԵՐԱԾՈՒԹՅՈՒՆ

Գիտության, տեխնիկայի և տնտեսության տարբեր բնագավառների հետագա առաջընթացը սերտորեն կապված է Էլեկտրոնիկայի զարգացման հետ: Ներկայումս դժվար է պատկերացնել մարդկային գործունեության որևէ բնագավառ, որտեղ չեն օգտագործվում էլեկտրոնային սարքեր և դրանց կիրառմամբ ավտոմատիկայի և հաշվիչ տեխնիկայի,  ինֆորմացիոն չափիչ և ռադիոտեխնիկայի,  կենցաղային նշանակության տարբեր սարքավորումներ: Էլեկտրոնիկայի նման լայն կիրառությունը պայմանավորված է ինտեգրալ տեխնոլոգիաների բուռն զարգացումով, ինչը թույլ է տալիս կազմակերպել բարձրորակ և էժան, հատուկ կարգաբերում չպանջող տարբեր գործառական նշանակության միկրոէլեկտրոնային սխեմաների զանգվածային արտադրությունը:

Ինտեգրալ միկրոսխեմաների, հատկապես անալոգային տեխնիկայի արդյունավետ կիրառությունը անհնար է առանց իմանալու դրանց աշխատանքի սկզբունքը, պարամետրերը և բնութագրերը ու դրանց կիրառումով նոր սխեմաների նախագծումն ու ուսումնասիրումը:

Էլեկտրոնիկան  զարգանում է երկու ուղղություններով` էներգետիկական (ուժային) և ինֆորմացիոն: Էներգետիկական էլեկտրոնիկան զբաղվում է  փոփոխական և հաստատուն   հոսանքի կերպափոխումներով էլեկտրաէներգետիկայի, մետալուրգիայի և այլ բնագավառներում: Ինֆորմացիոն  էլեկտրոնիկան` էլեկտրոնային սարքերով, որոնք ապահովում են ճարտարագիտական և ոչ ճարտարագիտական (կենսաբանության, առողջապահություն և այլն) բնագավառներում տարբեր պարամետրերի չափումը, հսկումը և կառավարումը:

Դասագիրքը հիմնականում նվիրված է ինֆորմացիոն էլեկտրոնիկային: Ներկայիս ինտեգրալ սխեմաների լայն ընտրանիի առկայությունը նոր խնդիրներ է առաջադրում էլեկտրոնային սխեմաների և համակարգերի նախագծմամբ զբաղվող մասնագետներին: Եթե նախկինում նախագծման հիմնական ժամանակը ծախսվում էր առանձին կասկադների ռեժիմների հաշվարկին, դրանց պարամետրերի որոշմանը, ջերմակայունացման հարցերին, այժմ հիմնական ուշադրությունը սևեռվում է միկրոսխեմաների միացման սխեմաներին և դրանց պարամետրերի համաձայնեցման խնդիրներին: Միայն այն դեպքերում, երբ առաջադրված խնդիրը միկրոսխեմաների միջոցով լուծել հնարավոր չէ, սխեմայում  օգտագործվում են դիսկրետ տարրերից բաղկացած շղթաներ:

Էլեկտրոնիկա և սխեմատեխնիկա դասագրքում շարադրված նյութերը ուսանողին տալիս են գիտելիքներ էլեկտրոնային սխեմաներում կիրառվող ազդանշանների,  դրանց ձևավորման սխեմաների, պարամետրերի ու կիրառությունների վերաբերյալ: Քննարկվում են ժամանակակից կիսահաղորդիչային սարքերի կառուցվածքը, աշխատանքի սկզբունքը,  պարամետրերն ու բնութագրերը: Դրանց իմացությունը հիմք է ծառայում ուժեղարար կասկադների և ինտեգրալ գործառական ուժեղարար միկրոսխեմաների կիրառումով անալոգային ազդանշանների գծային և ոչ գծային տարբեր կերպափոխիչների նախագծման և հետազոտման համար: Տրվում են փոփոխական և հաստատուն հոսանքի ուժեղարար կասկադների սխեմաները, դրանց պարամետրերի և բնութագրերի ուսումնասիրության եղանակները: Դիտարկվում են հետադարձ կապի տեսակները,  որոշվում են դրանց ազդեցությունները ուժեղարարների պարամետրերի վրա: Բերվում են ինտեգրալ գործառական ուժեղարարների, ինտեգրալ կոմպարատորների, անալոգային և թվային բանալիների, տրամաբանական տարրերի սխեմաները և դրանց  կիրառումով տարբեր գործառական սխեմաների, տրիգերների, լարման մակարդակի սահմանափակիչների, անալոգային բազմապատկիչների, հարմոնիկ տատանումների գեներատորների, ուղղանկյուն և գծային փոփոխումով իմպուլսային ազդանշանների ձևավորման սկզբունքները և հաշվարկի եղանակները: Մեծ տեղ է հատկացված ինտեգրալ գործառական ուժեղարարներով ակտիվ զտիչների սխեմաների վերլուծությանը: Բերված են վերջիններիս համեմատական բնութագրերը:

Դասագրքում դիտարկված են նաև ինտեգրալ միկրոսխեմաների սնման համար անհրաժեշտ փոքր և միջին հզորության երկրորդային էլեկտրասնման աղբյուրների կառուցվածքային սխեմաները և դրանց առանձին հանգույցների (միաֆազ և եռաֆազ ուղղիչների, հարթեցնող զտիչների, լարման անալոգային և իմպուլսային կայունարարների) էլեկտրական սխեմաներն ու հաշվարկային հավասարումները:

Բերված են ինտեգրալ միկրոսխեմաների կիրառումով ազդանշանների գծային և ոչ գծային կերպափոխման սխեմաների հաշվարկի օրինակներ, ինչպես նաև այդ սխեմաների տարրերի վերաբերյալ տեղեկատվություն:

Դասագիրքը կարող է օգտակար լինել նաև բակալավրական, մագիստրոսական  կուրսային և դիպլոմային նախագծերի ու ճարտարագետական  տարբեր խնդրիրների լուծման համար:

>>

ԳԼՈՒԽ 1

1.1. ԷԼԵԿՏՐՈՆԱՅԻՆ ՇՂԹԱՆԵՐԻ ԴԱՍԱԿԱՐԳՈՒՄԸ

 Էլեկտրոնային շղթաներում աշխատանքային ազդանշանը կարող է լինել անալոգային կամ դիսկրետ: Համապատասխանաբար շղթաներն էլ կոչվում են անալոգային (ԱՇ) կամ դիսկրետ:

Անալոգային էլեկտրոնային շղթաները կիրառվում են անընդհատ ֆունկցիայի օրենքով փոփոխվող ազդանշանների ձևավորման, կերպափոխման, մշակման և հաղորդման նպատակներով: Անալոգային էլեկտրոնային շղթաներում ազդանշանը (լարում կամ հոսանք) ընդունում է անսահման թվով արժեքներ, որոնք փոփոխվում են միևնույն ժամանակային մասշտաբով և  ցանկացած պահի կարող են որոշվել:

Անալոգային էլեկտրոնային շղթաների (ԱՇ) առավելությունը մեծ ճշգրտությունն ու արագագործությունն է համեմատաբար պարզ կառուցվածքի դեպքում: Դրանց թերություններն են` ցածր աղմըկակայունությունը և պարամետրերի անկայունությունը, պայմանավորված արտաքին գործոնների նկատմամբ մեծ զգայունությամբ (oրինակ շրջապատի ջերմաստիճանից, արտաքին էլեկտրական դաշտերից, տարրերի ծերացումից և այլն), ինչպես նաև ազդանշանը որոշակի հեռավորության վրա հաղորդման դեպքում տեսքի աղավաղումը և ցածր օգտակար գործողության գործակիցը: 

Դիսկրետ էլեկտրոնային շղթաները (ԴՇ) կիրառվում են անալոգային ազդանշանը ըստ ժամանակի կամ ամպլիտուդի քվանտացված ազդանշանների ձևավորման, ընդունման, մշակման և հաղորդման նպատակով (քվանտացում կոչվում է անալոգային ազդանշանի փոխարինումը իր արժեքներով առանձին կետերում): 

Անալոգային մեծությունների քվանտացման համար օգտագործվում են էլեկտրական իմպուլսների կամ մակարդակների անկման հաջորդականություններ: Էլեկտրական իմպուլսներ անվանում են U(t) լարման կամ I(t) հոսանքի հաստատված որոշակի U₀ և I₀ մակարդակներից կարճատև շեղումը: Լարման կամ հոսանքի անկում կոչվում են U(t) -ի կամ I(t) - ի երկու հաստատուն արժեքների միջև արագ փոփոխությունը:

          Նկ.1.1ա,բ-ում պատկերված են լարման  իմպուլսային և  լարման մակարդակների անկման ազդանշանների տեսքերը և դրանց հիմնական պարամետրերը:

          U₀ - իմպուլսի կամ լարման անկման սկզբնական արժեք,

          U_m -իմպուլսի կամ լարման անկման ամպլիտուդ, որը գնահատվում է սկզբնական U₀ արժեքից առավելագույն շեղումով,

          t_ճ, t_ա -իմպուլսի ճակատի և անկման տևողություններ, որոնք   որոշվում են ամպլիտուդի 0,1Um - ից 0,9Um արժեքներով սահմանափակված ժամանակահատվածով: Լարման անկումների դեպքում այդ մեծությունները կոչվում են բացասկան (t_ճ^-) և դրական (t_ճ⁺) ճակատների տևողություններ,

           t_ի - իմպուլսի տևողություն` երկու հարևան` ճակատի և անկման միջև ընկած ժամանակահատվածը U=0,5Um արժեքի դեպքում,

          T- իմպուլսների կրկնման պարբերություն,

          t_դ = T- t_ի  իմպուլսների միջև դադարի տևողություն,

          f =1 / T - իմպուլսների կրկնման հաճախություն,

          Kլ= t_ի / T - իմպուլսների լցման գործակից,

          K_մ= T / t_ի - իմպուլսների միջանցիկություն,

Նշենք, որ հաջորդաբար կրկնվող տարբեր նշանի լարման անկումները (դրական dU/dt >0 և բացասական dU/dt < 0) կազմում են ուղղանկյուն իմպուլսներ: Մասնավոր դեպքում, երբ լարման դրական և բացասական անկումները իրար հաջորդում են հավասար ժամանակահատվածներով, ուղղանկյուն իմպուլսները կոչվում են մեյանդր:

Դիսկրետ շղթաների առավելություններն են`

1.ԴՇ-ում իմպուլսային P_ի և միջին P_մ հզորությունների միջև կապը որոշվում է P_ի=K_մP_մ հավասարումով: Այդ հավասրումը ցույց տալիս, որ իմպուլսների K_մ միջանցիկության մեծ արժեքների դեպքում, իմպուլսային P_ի հզորությունը զգալի չափով կգերազանցի  P_մ միջին հզորությունը: Դա ապահովում է ավելի փոքր զանգվածա - գաբարիտային պարամետրեր անալոգային շղթաների համեմատ:

2. ԴՇ-ում տրանզիստորներն աշխատում են էլեկտրոնային բանալու ռեժիմում (կամ բաց են հագեցված, կամ փակ են), որի դեպքում տրանզիստորներում ցրման հզորությունները նվազագույն են, և օգտակար գործողության գործակիցը մեծ է:                                     

3.Դիսկրետ շղթաների հատկությունները (պարամետրերը և բնութագծերը) ավելի թույլ են կախված շղթայում օգտագործված տարրերի պարամետրերի և արտաքին պայմանների (ջերմաստիճան, սնման լարում, ծերացում) փոփոխություններից:            

4. ԴՇ - ի աղմկակայունությունը բարձր է ԱՇ- ի համեմատ, քանի որ իմպուլսի տևողությունը փոքր է, և աղմուկի  ազդեցության հավանականությունը իմպուլսի վրա այդ կարճ ժամանակա հատվածում կրճատվում է:  

5. ԴՇ - ներում ազդանշանի ձևավորման, մշակման, հիշման և հաղորդման նպատակներով օգտագործվում են նույնատեսակ տարրեր, ինչը հնարավորություն է տալիս շղթաները պատրաստել ինտեգրալ տեխնոլոգիաների կիրառումով և ապահովել  փոքր չափեր, աշխատանքային բարձր հուսալիություն, ցածր ինքնարժեք:       

Ազդանշանի քվանտացման եղանակից կախված` ԴՇ-ները բաժանվում են երեք խմբերի ` իմպուլսային (ԻՇ), ռելեային (ՌՇ) և թվային (ԹՇ):

Իմպուլսային շղթաներում X(t) անալոգային ազդանշանը քվանտացվում է ըստ ժամանակի (նկ.1.2,ա) և ձևավորվում է որպես հաստատուն հաճախությամբ կրկնվող իմպուլսների հաջորդականություն (նկ.1.2,բ): ԻՇ-ներում խախտվում է ազդանշանի ժամանակային անընդհատությունը, սակայն ընտրված պահերին ազդանշանի արժեքները ճշգրիտ համապատասխանում են X(t)-ի արժեքներին:

Անալոգային ազդանշանի փոխարինումը իմպուլսների հաջորդականությամբ կոչվում է իմպուլսային մոդուլացում: Իմպուլսային մոդուլացման դեպքում իմպուլսների տեսքը պահպանվում է: Մեծ կիրառություն են գտել իմպուլսային մոդուլացման երեք տեսակ` ամպլիտուդա - իմպուլսային մոդուլացում (ԱԻՄ), լայնա-իմպուլսային մոդուլացում (ԼԻՄ) և փուլա- իմպուլսային մոդուլացում   (ՓԻՄ):

Ամպլիտուդա-իմպուլսային մոդուլացման դեպքում անալոգային  X(t)  ազդանշանի  (նկ.1.3,ա)  մոդուլացվող  (փոփոխվող) պարամետրը իմպուլսների հաջորդականության ամպլիտուդն է (նկ.1.3,բ):                                            

ԼԻՄ-ի դեպքում մոդուլացվող պարամետրը իմպուլսների լայնությունն է (նկ.1.3,գ):    

ԼԻՄ-ը բնորոշվում է իմպուլսների միջանցիկության K_մ կամ լցման K_լ գործակիցներով:

Փուլա-իմպուլսային մոդուլացման դեպքում մոդուլացվող պարամետրը իմպուլսների միջև հեռավորությունն է, այսինքն` փուլային շեղումը ձևավորված սկզբնական իմպուլսների նկատմամբ (նկ.1.3,դ ):

Որոշ շղթաներում նշված եղանակները կիրառվում են համատեղ:        

Ռելեային շղթաները իրականացնում են X(t) ազդանշանի քվանտացում ըստ մակարդակի, ձևավորելով աստիճանային ազդանշան, որի աստիճանները համեմատական են նախօրոք տրված h մեծությանը (նկ.1.2,գ): Ազդանշանի մակարդակի փոփոխությունը կատարվում է nh քայլով: 

Թվային շթաներում անալոգային X(t) ազդանշանի քվանտացումը իրականացվում է ըստ ժամանակի և ամպլիտուդի համատեղ: Այդ պատճառով սևեռված պահերին ազդանշանների արժեքները միայն մոտավորապես են համապատասխանում X(t)-ի իրական արժեքներին: Ինչքան մեծ է ազդանշանի դիսկրետացված արժեքների թիվը, այքան ավելի մեծ է անալոգային  ազդանշանի քվանտացման ճշգրտությունը:

Սակայն միևնույն է ազդանշանի դիսկրետացումից խախտվում է անալոգային ազդանշանի անընդհատությունը թե ըստ ամպլիտուդի և թե` ըստ ժամանակի:

Թվային շղթաներում ազդանշանի դիսկրետացված մակարդակները փոխարինվում են թվերի հաջորդականությամբ: Այդ փոխարինումը անվանում են կոդավորում, իսկ թվերի զուգորդությունը` ազդանշանի կոդ: Ազդանշանի կոդավորումը հնարավորություն է ընձեռում ազդանշանի ձևափոխումը, մշակումը փոխարինել կոդի ձևափոխումով և մշակումով: Կոդի ձևավորումը և մշակումը իրականացվում են թվային սարքերի միջոցով;

Թվային շղթաների առավելություներն են` մեծ աղմկակայունությունը և հուսալիությունը, ինՖորմացիայի երկարատև պահպանումը, բարձր տնտեսական և էներգետիկական արդյունավետությունը, ինտեգրալ տեխնոլոգիաների լայն կիրառումը:

Թվային շղթաների թերություններն են` ոչ մեծ ճշգրտությունը և փոքր արագագործությունը: Սակայն նշված թերությունները որոշ չափով վերացվում են միասնականացված մեծ թվով տարրերի կիրառումով և շղթայի սխեմայի բարդացումով:

Վերջում նշենք, որ ժամանակակից էլեկտրոնային շղթաները, անկախ դրանց անալոգային կամ դիսկրետ, պատրաստվում են կիսահաղորդչային ինտեգրալ միկրոսխեմաների տեսքով, ունեն փոքր չափսեր, մեծ հուսալիություն և էներգիայի  փոքր ծախս:         

>>

               Ստուգողական հարցեր

1. Ինչպիսի՞ էլեկտրական ազդանշաներ և էլեկտրոնային  շղթաներ գիտեք:

2. Ո՞ր շղթան է կոչվում անալոգային:

3. Ո՞ր շղթան է կոչվում թվային:

4. Ո՞ր շղթան է կոչվում իմպուլսային:

5. Ո՞ր ազդանշանն է կոչվում միանդր:

6. Ազդանշանի քվանտացման ինչպիսի՞ եղանակներ գիտեք:

7. Որո՞նք են անալոգային, իմպուլսային և թվային  էլեկտրոնային շղթաների առանձնահատկությունները:

8. Ինչպիսի՞ տեսք ունի ռելեային շղթայի ազդանշանը:

9.Բացատրեք ամպլիտուդա-իմպուլսային մոդուլացիայի էությունը:

10.Բացատրեք լայնա-իմպուլսային մոդուլացիայի էությունը:

11.Բացատրեք փուլա-իմպուլսային մոդուլացիայի էությունը:

12. Ո՞րոնք են ԱԻՄ, ԼԻՄ, ՇԻՄ շղթաների պարամետրերը:

13. Ի՞նչ է ազդանշանի կոդավորումը թվային շղթաներում:

14. Թվարկեք անալոգային և թվային շղթաների դրական և բացասական հատկանիշները:

>>

ԳԼՈՒԽ 2

 ԿԻՍԱՀԱՂՈՐԴԻՉԱՅԻՆ ՍԱՐՔԵՐ

Կիսահաղորդիչային սարքերի աշխատանքը հիմնված է երկու տարբեր էլեկտրահաղորդականությամբ օժտված կիսահաղորդիչների, կամ կիսահաղորդիչ – մետաղ,       հպման տիրույթներում տեղի ունեցող երևույթների վրա: Կիսահաղորդիչային  սարքերը  (դիոդներ, տրանզիստորներ, տիրիստորներ և այլն) բաղկացած են մեկ և ավելի թվով էլեկտրոնա - խոռոչային (p - n) անցումներից: էլեկտրոնա-խոռոչային  անցում կոչվում է Էլեկտրոնային n էլեկտրահաղորդականությամբ  և խոռոչային p էլեկտրահաղորդականությամբ կիսահաղորդիչների հպման տիրույթում հիմնական լիցքակիրներով աղքատացված միջակայքը:

2.1. Էլեկտրոնա - խոռոչային  անցում

Դիտարկենք Էլեկտրոնա-խոռոչային  (p – n) անցման աշխատանքի սկզբունքը: Ենթադրենք գերմանիումի (Ge) երկու կիսահաղորդիչներ, որոնցից մեկը օժտված է խոռոչային p, իսկ մյուսը` էլեկտրոնային n էլեկտրահաղորդականությամբ, հպվում են իրար իդեալական հարթ և մաքուր մակերեսով (նկ.2.1ա): Խոռոչային էլեկտրահաղորդականությամբ օժտված p կիսահաղորդիչում հիմնական լիցքակիր մասնիկների` խոռոչների p_p կոնցենտրացիան մի քանի կարգով գերազանցում է ոչ հիմնական լիցքակիր մասնիկների` էլեկտրոնների p<sub>n</sub> կոնցենտրացիան (p<sub>p</sub> >>p<sub>n</sub>), իսկ էլեկտրոնային էլեկտրահաղորդականությամբ օժտված n կիսահաղորդիչում հիմնական լիցքակիր մասնիկների` էլեկտրոնների n_n կոնցենտրացիան մի քանի կարգով գերազանցում է ոչ հիմնական լիցքակիր մասնիկների`խոռոչների n_p կոնցենտրացիան (n_n >> n_p): Ընդ որում, հիմնական լիցքակիրների կոնցենտրացիան p-ում մի քանի կարգով գերազանցում է հիմնական լիցքակիրների կոնցենտրացիան n-ում (p_p>>n_n): Հպման մակերեսի երկու կողմերում առկա է էլեկտրոնների և խոռոչների կոնցենտրացիաների խիստ տարբերություն, որի պատճառով առաջանում է վերջիններիս դիֆուզիան մի կիսահաղորդիչից մյուսը: Խոռոչները անցնում են p կիսահաղորդիչի հպման մակերեսին կից միջակայքից n կիսահաղորդիչ, վերամիավորվում են n–ում էլեկտրոններիրի հետ:   p-ում առաջանում են խոռոչներով չփոխհատուցված անշարժ բացասական իոններ: Էլեկտրոններն անցնում են n կիսահաղորդչի հպման մակերեսին կից միջակայքից p կիսահաղորդիչ, վերամիավորվում են p –ում խոռոչների հետ: n -ում առաջանում են էլեկտրոններով չփոխհատուցված անշարժ դրական իոններ: Հպման մակերեսով անցնում են էլեկտրոնների և խոռոչների տեղաշարժով պայմանավորված (Ip)դ և (In)դ դիֆուզիոն հոսանքները:

Դիֆուզիոն Iդ լրիվ հոսանքը կլինի Ipդ + Inդ: Հիմնական լիցքակիրների դիֆուզիայի պատճառով p և n կիսահաղորդիչներում կատարվում է լիցքակիրների վերաբաշխում: Հպման մակերեսի երկու կողմերում հիմնական լիցքակիրների քանակը նվազում է: p կիսահաղորդիչում  հպման մակերեսի միջակայքում առաջանում են մեծ թվով անշարժ բացասական իոններ, իսկ n կիսահաղորդիչում` անշարժ դրական իոններ: Հպման մակերեսի երկու կողմերում ձևավորվում են անշարժ դրական և  բացասական իոններից բաղկացած, հիմնական լիցքակիրներով աղքատացված տիրույթներ, որոնք համատեղ կազմում են էլեկտրոնա-խոռոչային p–n անցում: p–n անցումում դրական և բացասական  իոնների q քանակը որոշվում են eNա և eNդ մեծություններով, որտեղ Nդ-ն և Nա-ն p և n կիսահաղորդիչներում դոնորների և ակցեպտորների կոնցենտրացիաներն են:

p – n անցումը կիսահաղոդիչային միջակայքը բաժանում է երկու մասի: Դրանցից մեկը, որում հիմնական լիցքակիրների կոնցենտրացիան առավելագույն է, կոչվում է էմիտեր (դիտարկված դեպքում p միջակայքը), իսկ մյուսը` բազա (դիտարկված դեպքում n միջակայքը): Այդ անշարժ լիցքակիրները ստեղծում են էլեկտրական դաշտ, որն արգելում է հիմնական լիցքակիրների հետագա տեղաշարժը, և ընդհակառակը, նպաստում է ոչ  հիմնական լիցքակիրների դրեյֆին` խոռոչների տեղաշարժին n-ից p և էլեկտրոնների տեղաշարժին` p-ից n: p–n անցումով, բացի դիֆուզյոն հոսանքից, հոսում է նաև դրեյֆային հոսանք Iդր=Ipդր+Inդր` պայմանավորված ոչ հիմնական լիցքակիրների տեղաշարժով:

p – n անցումում առաջանում է պոտենցիալային անկում φ₀, որը կոչվում է պոտենցիալային պատնեշ կամ կոնտակտային պոտենցիալների տարբերություն: Պոտենցիալային պատնեշի մեծությունը, սևեռված ջերմաստիճանի դեպքում, որոշվում է p–n անցման տիրույթում նույնանուն լիցքակիրների կոնցենտրացիաների հարաբերությամբ: Պոտենցիալային պատնեշը T = 300°K ջերմաստիճանում գերմանիումային p – n անցումում հավասար է 0,3…0,4 Վ , իսկ սիլիցիումային անցումում` 0,7…0,8 Վ: 

Այպիսով արտաքին էլեկտրական դաշտերի բացակայության դեպքում p – n անցումն օժտված է φ₀ պոտենցիալային պատնեշով և d₀ հաստությամբ: Անցումով դիֆուզիոն և դրեյֆային հոսանքները իրար փոխհատուցում են, և հոսանքը անցումով բացակայում է:

p – n անցման ուղղիչային հատկությունը: Դիտարկենք p – n անցումում տեղի ունեցող երևույթները, երբ անցմանը  միացվում է արտաքին լարման աղբյուր: Ենթադրենք` լարման աղբյուրը միացված է p – ին դրական, իսկ n – ին` բացասկան բևեռներով (նկ. 2.1,բ): Այդպիսի միացման դեպքում լարումը անվանում են ուղիղ լարում (Uու): Լարման աղբյուրի ստեղծած էլեկտրական դաշտի ազդեցությամբ p և n կիսահաղորդիչներից հիմնական լիցքակիրները շարժվում են p–n անցման ուղղությամբ, լրացնում են անցումում դրանց պակասը: Անցման d₀ հաստութունը և պոտենցիալային պատնեշի φ₀ արժեքը փոքրանում,  ընդունում են d₁ և φ₁ = φ₀–Uու մեծությունները: Արդյունքում անցումով դիֆուզիոն հոսանքի բաղադրիչն աճում է: Խախտվում է անցումով դիֆուզիոն ու դրեյֆային հոսանքների դինամիկ հավասարակշռությունը, և   p – n անցումով հոսում է մեծ դիֆուզիոն (ուղիղ) հոսանք: Ուղիղ լարման Uու≥φ₀ արժեքի դեպքում պոտենցիալային պատնեշը վերանում է φ₁= 0: Արդյունքում դիֆուզիոն հոսանքը  շատ մեծանում է, և եթե այն չսահմանափակվի, R ռեզիստորի միացումով, անցումը կայրվի:

Այժմ դիտարկենք p–n անցման աշխատանքը, երբ լարման աղբյուրը բացասկան բևեռով միացված է p, իսկ դրական բևեռով` n կիսահաղորդիչներին: Այդպիսի միացման դեպքում լարումը կոչվում է հակառակ լարում  (U_հ): Հակառակ լարման միացման դեպքում արտաքին էլեկտրական դաշտի ազդեցությամբ անցմանը հարող կիսահաղորդիչների մասերից հիմնական լիցքակիրները վանվում են դեպի լարման աղբյուրի բևեռները: p – n անցումում մեծանում են իոնների քանակը, հետևաբար անցման d₀ հաստությունը, և φ₀ պոտենցիալային պատնեշը մեծանում ընդունում են d₂ և φ₂ = φ₀ +U_հ արժեքները: Դիֆուզիոն հոսանքը նվազում է, իսկ դրեյֆային հոսանքը մնում է համարյա անփոփոխ: Հակառակ լարման U_հ >> φ₀ արժեքների դեպքում դիֆուզիոն հոսանքը լրիվ ընդհատվում է, և անցումով հոսում է դրեյֆային փոքր հոսանքը, որը անվանում են անցնան հակառակ ուղղությամբ հագեցման հոսանք:

Այպիսով կարող ենք եզրակացնել, որ p – n անցումը օժտված է միակողմանի էլեկտրահաղորդականությամբ: Ուղիղ լարման կիրառման դեպքում անցման  էլեկտրահաղորդականությունը մեծ է, անցումը բաց է, և դրանով հոսում է մեծ հոսանք, իսկ հակառակ լարման դեպքում անցումը փակ է, հոսում է հակառակ ուղղությամբ հագեցման փոքր հոսանքը:

p – n անցման բնութագիծը և պարամետրերը: p – n անցմանը կիրառված լարման և դրանով հոսող հոսանքի միջև առնչությունը կոչվում է վոլտ-ամպերային բնութագիծ (ՎԱԲ):

Վոլտ–ամպերային բնութագիծը նկարագրվում է հետևյալ հավասարումով`

որտեղ I, I₀, U, φ_T –ն` համապատասխանաբար անցումով հոսանքը, հակառակ ուղղությամբ հագեցման հոսանքը, անցմանը կիրառված  լարումը  և  ջերմաստիճանային պոտենցիալներ են: Ջերմաստիճանային  պոտենցիալը որոշվում է φ<sub>T</sub> = kT/q արտահայտությամբ, որտեղ k-ն Բոլցմանի հաստատունն է, T-ն` բացարձակ ջերմաստիճանը, q - ն` էլեկտրոնի  լիցքը: T = 300° K  ջերմաստիճանում  φ_T = 0,026 Վ:

Ուղիղ լարման դեպքում, երբ U=Uու >> φ_T , (2.1) հավասարման մեջ  և անտեսելով 1-ով` կարող ենք ուղիղ ուղղությամբ հոսանքի համար գրել`

Հակառակ լարման դեպքում, երբ U=U_հ< 0, ունենք  ևի անտեսելով փոքր մեծությամբ, հակառակ ուղղության հոսանքի համար կստանանք`

Հակառակ լարման U_հ=U_կ կտրման լարման արժեքի դեպքում p – n անցումում առաջանում է էլեկտրական ծակում, որից հոսանքը շատ մեծանում է և եթե այն չսահմանափակվի, անցումը կայրվի: 

Նկ.2.2,ա –ում պատկերված է p – n անցման վոլտ-ամպերային բնութագիծը` ստացված փորձնական ճանապարհով:

Շրջապատի ջերմաստիճանի բարձրացումից կիսահաղրդիչում գեներացվում են լրացուցիչ էլեկտրոն - խոռոչ զույգեր: Լիցքակիրների քանակն ավելանում է, հետևաբար միևնույն լարման դեպքում հոսանքն անցումով մեծանում է :  

Հակառակ ուղղությամբ հագեցման I₀ հոսանքը շրջապատի ջերմաստիճանի փոփոխությունից փոփոխվում է  հետևյալ օրենքով`

որտեղ  ∆₂T- ն ջերմաստիճանի  փոփոխությունն է, որի  դեպքում  հագեցման հոսանքը կրկնապատվում է: Գերմանիումային p – n անցումներում հագեցման հոսանքը կրնապատկվում է ջերմաստիճանի 7⁰ C – ով փոփոխման դեպքում, իսկ սիլիցիումային անցումներում` 10⁰ C – ով փոփոխման դեպքում: I₀ –ի ջերմային փոփոխությունը բերում է անցումով I հոսանքի փոփոխման:

Բացի I₀ – ի ջերմաստիճանային փոփոխությունից, p – n անցման ուղիղ հոսանքը կախված է նաև φ_T –ի փոփոխությունից:

Այդ կապը ավելի հարմար է գնահատել հաստատուն ուղիղ հոսանքի դեպքում ուղիղ լարման ջերմաստիճանային փոփոխությունով: Ուղիղ լարման ջերմաստիճանային փոփոխությունը գնահատվում է լարման ջերմաստիճանային գործակցով (ԼՋԳ, ТКН ), որը ցույց է տալիս ուղիղ լարման հարաբերական փոփոխության մեծությունը ջերմաստիճանի 1⁰K փոփոխության դեպքում (ԼՋԳ = ∆U/U∆T): Լարման ջերմաստաճանային գործակիցը գերմանիումային կիսահաղորդիչների դեպքում ունի – (1,2...3) մՎ/աստ., իսկ սիլիցիումային կիսահաղորդիչների համար – (1,2...2) մՎ/աստ. մեծություն:

p – n անցման կարևոր պարամետրերից է անցման դիֆերենցիալ (ներքին) դիմադրությունը փոքր մեծության փոփոխական ազդանշանի դեպքում: Այն գնահատվում է հետևյալ արտահայտությամբ` R_i = dU/dI:

Որոշենք p – n անցման դիֆերենցիալ դիմադրությունը ուղիղ և հակառակ լարման միացման դեպքերում:

(2.1) հավասրումից կարող ենք գրել`   

Վերջին արտահայտությունից կստանանք`

Ուղիղ լարման դեպքում I >>I₀ և R_i = 26 մՎ / I: I =1 մԱ դեպքում R_i = =26մՎ / 1մԱ = 26 Օմ: Հակառակ լարման դեպքում I = I₀ = 1մկԱ և R_i = =26մՎ / 1մկԱ= 26000 Օմ:

Բերված թվային օրինակից երևում է, որ հակառակ լարման դեպքում անցման դիֆերենցիալ դիմադրությունը 3 կարգով գերազանցում է ուղիղ լարման դեպքում անցման դիֆերենցիալ դիմադրությունը:

p – n անցման մյուս պարամետրերից է անցման ունակությունը: Անցմանը լարում կիրառելիս լիցքակիրների քանակը փոփոխվում է: Նման երևույթ տեղի ունի կոնդենսատորում: Երբ կոնդենսատորին կիրառվում է հաստատուն լարում, թիթեղների վրա կուտակվում են տարանուն լիցքեր, որոնց քանակը փոփոխվում է լարման փոփոխությունից: Հետևաբար p–n անցումը օժտված է  որոշակի ունակությամբ: Ուղիղ լարման դեպքում անցումում լիցքերի քանակի փոփոխությունը պայմանավորված է դիֆուզիոն հոսանքով, իսկ հակառակ լարման դեպքում` դրեյֆային հոսանքով: Համապատասխանաբար,  ունակություններն էլ կոչվում են դիֆուզիոն (C_դի), կամ դրեյֆային (C_դր): p – n անցման լրիվ ունակությունը գնահատվում է դիֆուզիոն և դրեյֆային ունակությունների գումարով (C=C_դի + C_դր): Այդ ունակության արժեքը պայմանավորված է անցման մակերեսով, կիսահաղորդչում դոնորների կոնցենտրացիայով, պոտենցիալային պատնեշի մեծությամբ  և  ունի մի քանի պիկոֆարադ մեծություն: 

p-n անցումներն ըստ պատրաստման տեխնոլոգիայի բաժանվում են երեք խմբերի` կետային, մակերեսային և դիֆուզիոն: Կետային անցում ձևավորվում է ոչ մեծ չափի կիսահաղորդչային թիթեղի և մետաղյա զսպանակի սուր ծայրի հպման մակերեսում (նկ.2.3,ա): Կիսահաղորդչային Ge(n) թիթեղով և մետաղյա զսպանակով անց է կացվում իմպուլսային մեծ հոսանք (մի քանի ամպեր): Արդյունքում զսպանակի սուր ծայրը հալվելով` դիֆուզիայի շնորհիվ անցնում է կիսահաղորդիչ և ձևավորում է Ge(p) կիսահաղորդիչ: Ge(n) և Ge(p)  կիսահաղորդիչների միջև առաջանում է p-n անցում, որի մակերեսը, հետևաբար և ունակությունն շատ փոքր է: Փոքր ունակության պատճառով կետային անցումները օգտագործվում են հարյուրավոր ՄՀերց հաճախությունների տիրույթում: Մակերեսային p-n անցումներում անցման մակերեսը զգալի չափով գերազանցում է անցման d₀ հաստությունը: Այս անցումները ձևավորվում են ձուլման եղանակով (նկ.2.3,բ): Կիսահաղորդչի Ge(n) թիթեղի վրա դրվում է ինդիումի հաբ: Դրանք տեղադրվում են վակուումային վառարանում և տաքացվում: 155⁰C-ից բարձր ջերմաստիճանում In-ը հալվում է և սկսում է լուծել կիսահաղորդիչը: Միաժամանակ  տեղի է ունենում In - ի դիֆուզիա պինդ կիսահաղորդիչ: Սառեցումից հետո In-ի մեծ թվով ատոմներ մնում են կիսահաղորդիչում, որի արդյունքում ստացվում է Ge(p): Ge(n) - ի և Ge(p)-ի միջև ձևավորվում է p-n անցում: In-ի այն  մասը, որը չի դիֆուզվել կիսահաղորդիչի միջակայք, սառեցվելուց հետո պնդանում է և մնում որպես մետաղ:

Դիֆուզիոն եղանակով p-n անցման պատրաստման համար օգտագործվում է Ge(p) կիսահաղորդիչ և իբրև դոնոր`սուրմա (Sb) (նկ.2.3,գ): Դիֆուզիան իրականացվում է ջրածնային վառարանում: Վառարանում ջերմաստիճանը մեծացվում է` մինչև կիսահաղորդչի մոտենալը հալման վիճակին: Սուրմայի գոլորշիները դիֆուզիայով անցնում են  Ge(p) - ի խորքը: Վերջինիս  արտաքին մակերեսին առաջանում է Ge(n)-ի բարակ շերտ: Ge(p)-ի և Ge(n)-ի միջև ձևավորվում է p-n անցում: Ge(n)-ի ներքին և կողային մասերը հեռացվում են:

Դիֆուզիոն եղանակը ապահովում է p-n անցումների բարձր վերարտադրություն և պարամետրերի միատեսակություն:

>>

2.2. Կիսահաղորդիչային դիոդներ

Կիսահաղորդչային դիոդը մեկ p–n անցում և երկու ելուստներ ունեցող կիսահաղորդչային սարք է: Ըստ էության, կիսահաղորդչային դիոդը p-n անցում է, տեղադրված մետաղյա կամ մեկուսչից պատրաստված պատյանում: Պատյանը պաշպանում է  p-n  անցումը արտաքին ազդեցություններից (ճնշում, խոնավություն, հարվածներ և այլն): Դա նշանակում է, որ p-n  անցման  աշխատանքի սկզբունքը, բնութագծերը և պարամետրերը լրիվ վերագրվում են դիոդին: Միայն պետք է հաշվի առնել, որ պատյանը  p-n ոնցման ունակությանը ավելացնում է պատյանի  Cպ սեփական ունակությունը (Cդ = Cդի + Cդր +Cպ): Դիոդի ունակության ազդեցությունը հիմնականում դրսևորվում է բարձր հաճախությունների է իմպուլսային ազդանշանների դեպքում:

Դիոդի փոխարինման սխեման ունի նկ.2.2,բ-ում բերված տեսքը: Սխեմայում Rա –ն   p-n անցման դիֆերենցիալ դիմադրությունն է (Rա= =Ri), Cա - ն` ունակությունը,   Cպ - ն`պատյանի ունակությունը, Rբ - ն` բազայի դիմադրությունը:

Դիոդի հաճախական հատկությունները հիմնականում պայմանավորված են բազայի միջակայքում ոչ հիմնական լիցքակիրների կուտակման և արտածման գործընթացներից: Այդ պատճառով դիոդի արագագործության մեծացումը պահանջում է հնարավորինս նվազեցնել   ոչ հիմնական լիցքակիրների բազայում կուտակման գործընթացը: Այդ  հարցը լուծվում է Շոտկիի ուղղիչ անցման կիրառումով (Շոտկիի դիոդ): Շոտկիի ուղղիչ անցումը ձևավորվում է կիսահաղորդիչի մետաղի հետ հպումից: Ընտրելով նյութերը` հնարավոր է ստանալ էլեկտրոնների և խոռոչների համար պոտենցիալային պատնեշի տարբեր մեծություններ: Արդյունքում ուղիղ լարման կիրառման դեպքում հոսանքը անցումով պայմանավորված կլինի միայն հիմնական լիցքակիրներով: Ոչ հիմնական լիցքակիրները չեն կարող հաղթահարել մեծ պոտենցիալային պատնեշը և անցնել մետաղից  կիսահաղորդիչ: Օրինակ n կիսահաղորդիչի և մետաղի հպումից հոսանքը ձևավորվում է միայն կիսահաղորդչից էլեկտրոնների անցումով մետաղ, իսկ խոռոչների շարժումը մետաղից - կիսահաղորդիչ բացակայում է:

Բացի վերոհիշյալից, Շոտկիի դիոդը տարբերվում է նաև բաց վիճակում անցման վրա փոքր լարման անկումով, (հետևաբար բաց վիճակում փոքր դիմադրությունով), ինչը պայմանավորված է հիմնական լիցքակիրների համար փոքր պոտենցիալային պատնեշի մեծությամբ: Նշենք նաև, որ Շոտկիի դիոդի վոլտ-ամպերային բնութագիծը ուղիղ լարման կիրառման դեպքում շատ մոտ է իդեալական անցման բնութագծին:    

Դիոդները շատ մեծ կիրառություն ունեն և կախված կիրառման բնագավառից բաժանվում են հետևյալ խմբերի` ուղղիչային (ցածր հաճախական), բարձր հաճախական, գերբարձր հաճախական, իմպուլսային, ստաբիլիտրոններ,  վարիկապներ, քառաշերտ փոխանջատիչ (դինիստոր) և ֆոտոդիոդներ:

Ուղղիչային դիոդները հիմնականում օգտագործվում են փոփոխական լարումը հաստատուն լարման կերպափոխիչներում (սնման լարման աղբյուրներում), որպես կիրառված լարումով կառավարվող էլեկտրոնային բանալիներ: Ուղիղ լարման կիրառման դեպքում դիոդը բաց է (բանալին միացված է), հակառակ լարման դեպքում` դիոդը փակ է (բանալին անջատված է): Երկու վիճակում էլ դիոդը իդեալական բանալի չէ, քանի որ դիմադրությունը բաց վիճակում զրո չէ, իսկ փակ վիճակում`անսահման մեծ չէ: Ուղղիչային դիոդների հիմնական պարամետրերն են` Iու.մ.առ. - ուղիղ ուղղությամբ միջին հոսանքի առավելագույն արժեք, Uհ.առ. - թույլատրելի հակառակ հաստատուն լարման առավելագույն արժեք, fառ. -մուտքային ազդանշանի հաճախության թույլատրելի առավելագույն արժեք, Uու. -ուղիղ հոսանքի տրված արժեքի դեպքում դիոդի վրա ուղղիղ լարման անկումը:

Ըստ հզորության մեծության ուղղիչային դիոդները բաժանվում են` փոքր հզորության (Iու.մ.առ.≤0,3Ա), միջին հզորության (0,3Ա ≤ Iու.մ.առ. ≤10 Ա), մեծ հզորության (Iու.մ.առ. ≥10 Ա):

Ըստ հաճախության մեծության ուղղիչային դիոդները բաժանվում են` ցածր  հաճախականի  ( fառ. < 10³ Հց )  և  բարձր  հաճախականի ( fառ. > 10³ Հց ):

Բարձր հաճախության դիոդները կիրառվում են էլեկտրական ազդանշանների բազմազան կերպափոխումների նպատակով: Դրանցում օգտագործվում են կետային p-n անցումներ,  որոնք օժտված են շատ փոքր ունակությամբ և ապահովում են հարյուրավոր ՄՀց աշխատանքային հաճախություններ: Բարձր հաճախության դիոդները աշխատում են համեմատաբար փոքր հոսանքներով (≤ 20մԱ) և լարումներով (≤100Վ):

Գերբարձր հաճախության դիոդները նախատեսված են գերբարձր հաճախական սխեմաներում օգտագործման նպատակով (տասնյակ և հարյուրավոր ԳՀց): Դրանք մեծ կիրառություն են գտել գերբարձր հաճախության էլեկտրամագնիսական տատանումների գեներացման և ուժեղացման, հաճախությունների բազմապատկման, հանման և գումարման, մոդուլացման և այլ նպատակներով:    

Իմպուլսային դիոդները կիրառվում են իմպուլսային սարքերում, որտեղ ազդանշանի փոփոխման արագությունը շատ մեծ է (թռիչքային է): Այս դիոդները  առանձնանում են անցողիկ պրոցեսների աննշան տևողությամբ: Անցողիկ պրոցեսների տևողությունը պայմանավորված է դիոդի  դիֆուզիոն Cդի և դրեյֆային (պատնեշային) Cդր ունակությունների լիցքավորման և լիցքաթափման ժամանակներով: Ի տարբերություն նախորդ դիոդների, իմպուլսային դիոդի կարևոր պարամետրը, բացի Iու.մ.առ., Uհ.առ., Uու. պարամետրերից նաև դիոդի հակառակ ուղղությամբ դիմադրության վերականգնման τ_վ ժամանակն է, որով որոշվում է դիոդի արագագործությունը:

Ստաբիլիտրոնները օգտագործվում են հաստատուն հոսանքի շըղթաներում` լարման կայունացման նպատակով: Իր կառուցվածքով ստաբիլիտրոնը չի տարբերվում ուղղիչային դիոդից: Դիոդի վոլտ-ամպերային բնութագծից (նկ. 2ա) երևում է, որ ուղիղ լարման փոքր (Uհ ≤  1Վ) և հակառակ լարման մեծ արժեքների  (Uու.≥ 3Վ) դեպքում դիոդով  հոսանքի զգալի փոփոխություններից, լարումը դրա վրա փոփոխվում է աննշան չափով: Դիոդով  հոսանքի նման արագ աճը պայմանավորված է լարման որոշ արժեքի դեպքում p-n անցման թունելային կամ էլեկտրական ծակումով: Ստաբիլիտրոններում  վոլտ-ամպերային բնութագծի այդ հատկությունն օգտագործվում է լարման կայունացման նպատակով: Հակառակ լարման դեպքում դիոդն  օգտագործվում է մեծ լարումների կայունացման նպատակով և կոչվում է ստաբիլիտրոն, իսկ ուղիղ լարման դեպքում` փոքր լարումների կայունացման նպատակով և կոչվում է ստաբիստոր:  

Ստաբիլիտրոնի (ստաբիստորի) հիմնական պարամետրերն են` Uկ կայունացման լարումը` լարման անկումը ստաբիլիտրոնի վրա դրանով հոսող կայունացման հոսանքի դեպքում: Կայունացման լարման մեծությունը կախված է p-n անցման պատրաստման համար օգտագործված կիսահաղորդիչի տեսակից և պատրաստման տեխնոլոգիայից, ինչպես նաև ընտրված աշխատանքային կետից: Iկ կայունացման հոսանք` ստաբիլիտրոնով հոսող հոսանքի մեծությունը կայունացման ռեժիմում (մեծ մասամբ տրվում են կայունացման նվազագույն և առավելագույն հոսանքները ), r<sub>դ</sub> դիֆերենցիալ դիմադրություն` ստաբիլիտրոնի դիմադրությունը  կայունացման   ռեժիմում  (r_դ =∂Uկ / ∂Iկ), ԼՋԳ լարման ջերմաստիճանային գործակից: ԼՋԳ - ն (ТКН) գնահատվում է կայունացման լարման հարաբերական փոփոխության և ջերմաստիճանի  բացարձակ փոփոխության հարաբերությամբ, արտահայտված տոկոսներով` ԼՋԳ = [(∂Uկ /Uկ) / ∂T] 100%  հաստատուն Iկ հոսանքի դեպքում: ԼՋԳ - ն ստաբիլիտրոնին կիրառված հակառակ լարման դեպքում դրական է, իսկ ուղիղ լարման դեպքում`բացասական: Ստաբիլիտրոնի այդ հատկությունը կիրառվում է կայունացման լարման ջերմային կայունացման նպատակով: Միացնելով հաջորդաբար երկու ստաբիլիտրոններ հակառակ ուղղություններով,  շրջապատի ջերմաստիճանի փոփոխությունից դրանց վրա լարումները կփոփոխվեն հակառակ նշանով, հետևաբար գումարային լարումը ստաբիլիտրոնների վրա կմնա անփոփոխ: Երկբևեռ լարումների կայունացման նպատակով արտադրվում են սիմետրիկ ստաբիլիտրոններ (նկ.2.5գ):

Վարիկապներում օգտագործվում է կիսահաղորդչային դիոդի ունակության և դիոդին կիրառված լարման միջև առնչությունը, որը նկարագրվում է հետևյալ արտահայտությամբ`

որտեղ C₀-ն դիոդի ունակությունն է Uհ լարման բացակայության դեպքում, U_հ -ն`դիոդին կիրառված հակառակ լարումը, U<sub>կ</sub> -ն` կոնտակտային լարումը, որը գերմանիումիային դիոդների համար հավասար է 0,4 Վ , սիլիցիումայինի համար` 0,8 Վ:

Փոխելով Uհ լարման մեծությունը 8-ից 10 անգամ, C ունակությունը կփոփոխվի 3-ից 4 անգամ:  

Թունելային դիոդներում  հոսանքը p-n անցումով պայմանավորված է թունելային էֆեկտով: Թունելային դիոդները տարբերվում են p և n կիսահաղորդիչներում շատ փոքր տեսակարար դիմադրություններով (խառնուրդների պարունակությունը 10²¹սմ^-3 ) և անցման հաստությամբ (0,01մկմ): Անցման այդպիսի փոքր հաստության պատճառով նույնիսկ (0,6…0,7)Վ լարումների դեպքում դաշտի լարվածությունը (5…7)10⁵ Վ/սմ է, և այդ փոքր անցումով անցում է շատ մեծ հոսանք: Այդ հոսանքը անցնում է` երկու ուղղությամբ: Ուղիղ լարման դեպքում մինչև U<sub>1</sub> արժեքը հոսանքը աճում է` ընդունելով առավելագույն Iառ. արժեքը: Այնուհետև  այն արագ նվազում է և U₂ լարման դեպքում հավասարվում է Iնվ. նվազագույն արժեքին: Հոսանքի նվազումը պայմանավորված է լարման մեծացման դեպքում թունելային անցումով էլեկտրոնների քանակի նվազումով: U₂ լարման դեպքում այդպիսի էլեկտրոնների թիվը հավասրվում է զրոյի և հոսանքը ընդհատվում է: Լարման հետագա աճը հանգեցվում է հոսանքի աճի: Դա պայմանավորված է էլեկտրոնների դիֆուզիայով և կատարվում է սովորական դիոդի հոսանքի աճի սկզբունքով:

p-n անցման շատ փոքր հաստության պատճառով էլեկտրոնների անցման ժամանակը շատ փոքր է (10^-13 …10^-14)վ, և թունելային դիոդը զուրկ է իներցականությունից: Սովորական դիոդներում էլեկտրոնները անցումով շարժվում են դիֆուզիայով, ինչը շատ դանդաղ է:

Նկ. 2.4,ա -ում պատկերված է թունելային դիոդի վոլտ-ամպերային բնութագիծը: Այն կարող է դիտարկվել բաղկացած երեք մասերից` հոսանքի սկզբնական աճի միջակայք`  0-ից մինչև I_առ., հոսանքի անկման միջակայք` I<sub>առ</sub>.-ից մինչև I<sub>նվ</sub>. և հոսանքի հետագա աճի միջակայք: Հոսանքի անկման միջակայքում (U<sub>1</sub>-ից U<sub>2</sub>) լարումն աճում է, իսկ հոսանքը` նվազում: Դա նշանակում է, որ այդ միջակայքում թունելային դիոդն ունի բացասական դիմադրություն: 

Թունելային դիոդները մեծ կիրառություն են գտել ԳՀց հաճախությունների գեներատորներում:

Թունելային դիոդում խառնուրդների կոնցենտրացիայի ընտրումով պատրաստվում են դիոդներ, որոնց վոլտամպերային բնութագծում բացասական դիմադրության միջակայքը բացակայում է: Այդպիսի դիոդները կոչվում են շրջված դիոդներ: Վերջիններիս վոլտամպերային բնութագիծը դրական լարումների դեպքում չի տարբերվում սովորական դիոդի բնութագծից:  

Շրջված դիոդները օգտագործվում են գերբարձր հաճախական տիրույթում փոքր լարումների ուղղման նպատակով: Դրանց կիրառման ժամանակ անհրաժեշտ է փոխել անոդի և կատոդի տեղերը, քանի որ փոխվում են ուղղման տիրույթները: Դա է պատճառը, որ այդ դիոդները կոչվում են շրջված:

Նկ.2.4, բ, գ, դ, է, ը, թ-ում պատկերված են ուղղիչային, ստաբիլիտրոնի, երկկողմ ստաբիլիտրոնի, վարիկապի, թունելային և շրջված դիոդների պայմանական նշանները:

Ֆոտոդիոդները և ֆոտոտիրիստորները դիտարկվում են ֆոտոէլեկտրոնային և քառաշերտ սարքերի բաժիններում:  

>>

2.3. Տրանզիստորներ

Տրանզիստորները կիսահաղորդիչային սարքեր են, որոնք կարող են օգտագործվել հզորության ուժեղացման նպատակով:

Տրանզիստորներն ըստ աշխատանքի սկզբունքի բաժանվում են երկու խմբի` երկբևեռ և դաշտային տրանզիստորներ:  Վերջին տարիներին լայն կիրառություն են ստացել մուտքում` դաշտային և ելքում` երկբևեռ կառուցվածքով տրանզիստորները: Երկբևեռ տրանզիստորներում հոսանքը ձևավորվում է երկու տեսակի լիցքակիրների` էլեկտրոնների և խոռոչների մասնակցությամբ և կառավարվում է մուտքային հոսանքով:

Դաշտային տրանզիստորներում հոսանքը ձևավորվում է միայն մեկ տեսակի լիցքակիրներով` էլեկտրոններով կամ խոռոչներով և կառավարվում է մուտքային լարման ստեղծած էլեկտրական դաշտով: Դա է պատճառը, որ այս տրանզիստորները կոչվում են դաշտային, որոշ դեպքերում նաև միաբևեռ տրանզիստորներ:

Երկբևեռ տրանզիստորներն աշխատում են մեծ հոսանքներով և ապահովում են բեռի վրա մեծ հզորություն:

Դաշտային տրանզիստորներում մուտքային հոսանքը բացակայում է (փակ p-n անցումով հոսում է հակառակ ուղղության ջերմային հոսանքը, որով սովորաբար անտեսում են), հետևաբար մուտքային ազդանշանի աղբյուրից հզորության ծախսը բացակայում է կամ ունի նվազագույն արժեք: Ելքային հոսանքը և բեռի վրա անջատված հզորությունը համեմատաբար փոքր է:

Մուտքում դաշտային, իսկ ելքում երկբևեռ կառուցվածքով տրանզիտորները համատեղում են դաշտային և երկբևեռ տրանզիստորների դրական հատկանիշները` մուտքային ազդանշանի աղբյուրից հզորության ծախսը բացակայում է և բեռի վրա ապահովում են մեծ հզորություն:

>>

2.3.1. Երկբևեռ տրանզիստորներ

Երկբևեռ տրանզիստորները երկու p-n անցումներով  և երեք ելուստներով կիսահաղորդչային սարքեր են, որոնք ունեն հզորության ուժեղացման հատկություն: Երկբևեռ տրանզիստորներում  p - n անցումներն ունեն մեկ ընդհանուր տիրույթ` n կամ p, ըստ որի տարբերակում են  p-n–p, կամ n–p–n տրանզիստորներ: Այդ p-n–p կամ n–p–n համակարգերը պատրաստվում են մեկ կիսահաղորդչային բյուրեղում: p-n անցումները բյուրեղը բաժանում են երեք մասերի, ընդ որում միջին մասն ունի ծայրային մասերին հակառակ էլեկտրահաղորդականություն (նկ.2.5,ա) և կոչվում է բազա: Ծայրային մասերից մեկը կոչվում է էմիտեր, մյուսը` կոլեկտոր: Յուրաքանչյուր մասից դուրս են բերվում մետաղյա ելուստներ, որոնք համապատասխանաբար կոչվում են բազայի, էմիտերի և կոլեկտորի ելուստներ: Բազայի և էմիտերի միջև p-n անցումը կոչվում է էմիտերային անցում (էա), իսկ բազայի և կոլեկտորի միջև անցումը` կոլեկտորային անցում (կա):

 Նկ.2.5բ-ում պատկերված են p-n–p և n–p–n տրանզիստորների պայմանական նշանակումները սխեմաներում:

Դիտարկենք տրանզիստորի աշխատանքը  p-n–p տրանզիստորի օրինակով:

Արտաքին լարման աղբյուրների բացակայության դեպքում էմիտերային և կոլեկտորային անցումներով հոսող դիֆուզիոն և դրեյֆային հոսանքները փոխհատուցված են, և տրանզիստորով հոսանքները բացակայում են: Այժմ ենթադրենք` տրանզիստորի էմիտերային անցմանը միացված է Uբէ ուղիղ լարումը, իսկ կոլեկտորային անցմանը` Uկէ  հակառակ լարումը (նկ.2.6): Էմիտերային անցման պոտենցիալային պատնեշը և հաստությունը փոքրանում են, իսկ  կոլեկտորային  անցմանը` մեծանում:  Էմիտերային  անցումով  դիֆուզիոն  հոսանքը մեծանում  է:

p-n-p տրանզիստորում  խոռոչները, անցնելով էմիտերից բազա, բազայում ոչ հիմնական լիցքակիրներ են, և կոլեկտերային անցման պոտենցիալային պատնեշը նպաստում է դրանց հետագա շարժմանը դեպի կոլեկտոր: Էլեկտրոններն անցնում են բազայից դեպի էմիտեր, էլ ավելի են փոքրացնում էմիտերային անցման պոտենցիալային պատնե շի մեծությունը և արդյունքում դիֆուզիոն հոսանքը  էլ ավելի է աճում  (n-p-n տրանզիստորների դեպքում էլեկտրոններն են անցնում էմիտերից բազա և այնուհետև կոլեկտոր, իսկ խոռոչները բազայից էմիտեր): Էմիտերից կոլեկտոր առաջանում է դիֆուզիոն Iկ = αI_է կոլեկտորային հոսանքը: α=Iկ /I_է  գործակիցը կոչվում է տրանզիստորի  էմիտերից  կոլեկտորին  հոսանքի  փոխանցման գործակից: Միաժամանակ խոռոչների մի մասը բազայի տիրույթում ռեկոմբինացվում է լարման աղբյուրից ներմուծված էլեկտրոններով և բազա-էմիտեր շղթայով հոսում է Iբ = (1- α)I_է  հոսանքը, որը կոչվում է բազային հոսանք:     

Կոլեկտորային անցումով հոսում է նաև փակ անցման I_կ0 հոսանքը:   

Այսպիսով, հաստատված ռեժիմում տրանզիստորի ելուստներով հոսում են հետևյալ հոսանքները`

Էմիտերային շղթայի ընդհատման դեպքում I_է = 0 և բազայով հոսում է Iբ = -  I_կ0 հոսանքը:

Տրանզիստորի աշխատանքը դիտարկված ռեժիմում կոչվում է ուժեղացման կամ ակտիվ ռեժիմ:

Տրանզիստորի էմիտերային և կոլեկտորային անցումներին  հակառակ լարումներ կիրառելիս,  երկու անցումներն էլ փակվում են և դրանցով հոսում են հակառակ ուղղության հագեցման փոքր հոսանքները: Տրանզիստորն աշխատում է փակ ռեժիմում:

Տրանզիստորի էմիտերային և կոլեկտորային անցումներին  ուղիղ լարումներ կիրառելիս,  երկու անցումներն էլ բացվում են: Դրանցով հոսում են մեծ դիֆուզիոն հոսանքները: Տրանզիստորն աշխատում է հագեցման ռեժիմում:

Տրանզիստորի վերջին երկու աշխատանքային ռեժիմները կիրառվում են, երբ տրանզիստորը օգտագործվում որպես էլեկտրոնային բանալի:

 Երկբևեռ տրանզիստորի միացման սխեմաները և  ստատիկ  բնութագծերը: Տրանզիստորը կարող է միացվել երեք տարբեր սխեմաներով` ընդհանուր բազայով (ԸԲ), ընդհանուր էմիտերով (ԸԷ), ընդհանուր կոլեկտորով (ԸԿ): ԸԲ սխեմայում (նկ.2.7ա,դ) մուտքային ելուստը էմիտերն է, ելքայինը` կոլեկտորը, ընդհանուր ելուստը` բազան: ԸԷ    սխեմայում (նկ.2.7բ,ե) մուտքային ելուստը բազան է, ելքայինը` կոլեկտորը, ընդհանուր ելուստը` էմիտերը: ԸԿ սխեմայում (նկ.2.7գ,ը) մուտքային ելուստը բազան է, ելքայինը` էմիտերը, ընդհանուր ելուստը` կոլեկտորը:

Տրանզիստորային սխեմաների հաշվարկի և ուսումնասիրության ժամանակ օգտագործվում են տրանզիստորի փորձնական ճանապարհով ստացված միջինացված ստատիկ բնութագծերը:

Ստատիկ բնութագծերը երկուսն են` մուտքային և ելքային բնութագծերը: Մուտքային բնութագիծը  տրանզիտորի մուտքային հոսանքի և մուտքային լարման միջև առնչությունն է, հաստատուն ելքային լարման դեպքում: Ելքային բնութագիծը`  ելքային հոսանքի և ելքային լարման միջև առնչությունն է, հաստատուն մուտքային լարման (հոսանքի) դեպքում: Ընդհանուր բազայով սխեմայում մուտքային բնութագիծը մուտքային I_է  հոսանքի  և  U_է  լարման միջև  առնչությունն է հաստատուն U_կ լարման դեպքում (նկ.2.8,ա): U_կ = 0 դեպքում  կոլեկտորային  անցման հաստությունը d₀ է, պոտենցիալային պատնեշն ունի φ₀ արժեքը: Կոլեկտորային շղթան չի ազդում էմիտերային անցման վրա և վերջինս աշխատում է դիոդային ռեժիմում: Մուտքային բնութագիծն ունի դիոդի վոլտ ամպերային բնութագծի տեսքը: U_կ լարման բացասական արժեքների դեպքում կոլեկտորային անցման հաստությունը մեծանում է, հետևաբար բազայի հաստությունը փոքրանում է: Այդ երևույթը կոչվում է բազայի մոդուլացում (Էռլիի էֆեկտ): Արդյունքում նվազում է բազայի միջակայքում ռեկոմբինացվող խոռոչների թիվը, հետևաբար միևնուն էմիտեր-բազա լարման դեպքում էմիտերային հոսանքն աճում է: U_կ=-5Վ արժեքից հետո կոլեկտորային լարման մեծությունը շատ թույլ է ազդում բազայի հաստության վրա, և մուտքային բնութագծերը միախառնվում են: Այդ  պատճառով  երկրորդ  բնութագիծը բերվում  է լարման  U_կ - 5Վ դեպքում:

Ընդհանուր բազայով սխեմայում տրանզիստորի: Ելքային բնութագիծը ելքային I_կ հոսանքի և U_կ լարման միջև կապն է հաստատուն I_է հոսանքի դեպքում (նկ.2.8,բ): I_է = 0 և Uկ < 0 դեպքում կոլեկտորային շըղթայով հոսում է I_կ0 հակառակ հոսանքը, որը փոքր է և  կախված չէ կոլեկտորային լարումից: I_է >0 և Uկ = 0 դեպքում կոլեկտորային հոսանքը համեմատական է էմիտերային հոսանքին: I_է > 0 և U_կ<0 դեպքում I_կ հոսանքը կոլեկտորային լարումից համարյա չի փոփոխվում: U_կ >0 դրական փոքր լարումների դեպքում  կոլեկտորային անցմանը կիրառված է ուղիղ լարում,  հետևաբար այն բացվում է: Սկսվում է խոռոչների տեղաշարժը կոլեկտորից բազա: Այժմ կոլեկտորային անցումով բացի էմիտերային անցումից կոլեկտոր շարժվող խոռոչներով պայմանավորված հոսանքից, հոսում է նաև կոլեկտորային անցումից բազա խոռոչների տեղաշարժով պայմանավորված հոսանքը:Uկ դրական լարման մի որոշ արժեքից այդ երկու հոսանքները իրար փոխհատուցում են, և հոսանքը կոլեկտրային շղթայով ընդհատվում է: U_կ < 0 լարման որոշակի արժեքի դեպքում կոլեկտորային անցումում առաջանում է էլեկտրական ծակում, և կոլեկտորային հոսանքը շատ արագ մեծանում է (բնութագծում պատկերված է կետագծերով):

Տրանզիստորի մուտքային և ելքային բնութագծերը ընդհանուր էմիտերով միացման դեպքում պատկերված են նկ.2.9 - ում: Մուտքային բնութագիծը U_կէ = 0 դեպքում կրկնում է դիոդի վոլտ-ամպերային բնութագծի տեսքը: Uբէ լարման բացարձակ արժեքով աճի դեպքում բազային Iբ հոսանքը փոփոխվում է էքսպոնենտային օրենքով: Uբէ -ի որոշ արժեքից սկսած` Iբ - ն փոփոխվում է գծային օրենքով, ինչը պայմանավորված է բազայի փոքր ծավալային դիմադրությամբ: U_կէ –ի փոքր բացասական արժեքների  դեպքում  բնութագիծը  տեղափոխվում  է  դեպի աջ և մի քանի Վոլտ լարումից դրանք միախառնվում են U_կէ = - 5Վ դեպքում բնութագծի հետ:

Ելքային բնութագծերը ընդհանուր էմիտերով միացման դեպքում, ի տարբերություն  ընդհանուր բազայով միացմանը, ունեն ավելի մեծ թեքություն: Դա պայմանավորված է բազայի հոսանքի փոխանցման գործակցի վրա U_կէ լարման զգալի ազդեցությունից: Ելքային բնութագծերի վրա կարելի է առանձնացնել երեք տիրույթներ, որոնք բնորոշում են տրանզիստորի տարբեր աշխատանքային ռեժիմներ` հագեցման 1, ակտիվ 2 և կտրման 3: Հագեցման ռեժիմում տրանզիստորը հագենում է: Բազայի հոսանքի հաստատուն արժեքի դեպքում կոլեկտորային հոսանքը Uկէ-ի փոփոխությունից արագ աճում և հագենում է: Ակտիվ ռեժիմը տրանզիստորի նորմալ աշխատանքային ռեժիմն է, երբ կոլեկտորային լարման փոփոխության ազդեցությունը հոսանքի վրա շատ փոքր է: Կտրման ռեժիմում տրանզիստորը փակ է:

Երկբևեռ տրանզիստորի փոխարինման սխեմաները:

Տրանզիստորային սխեմաների ուսումնասիրման և հաշվարկման ժամանակ անհրաժեշտ է տրանզիստորը փոխարինել իր համարժեք (փոխարինման) սխեմայով: Նկատի ունենալով որ, երկբևեռ տրանզիստորը երկու իրար հանդիպակաց միացված p-n անցումներից  բաղկացած և փոխադարձաբար մեկը մյուսի վրա ազդող սարք է, այն կարելի է ներկայացնել նկ.2.10 – ում պատկերված համարժեք սխեմայով: Այդ սխեման անվանում են նաև տրանզիստորի Էբերս - Մոլի ֆիզիկական մոդել:

Էբերս-Մոլի մոդելը բացահայտում է տրանզիստորի երկու անցումների հավասարազորությունը: Վերջինս ցայտուն կերպով դրսևորվում է երկու անցումներին ուղիղ լարումներ կիրառելիս:

Այդ ռեժիմում յուրաքանչյուր p-n անցում միաժամանակ բազայի միջակայք ներմուծում է լիցքակիրներ և ընդունում է մյուս անցումից ներմուծված լիցքակիրները: Սխեմայում բազա ներմուծվող հոսանքներն են I_1, I₂, ընդունվածները` α₂I₁ և α₁I₂: Հոսանքների ընդունված բաղադրիչները սխեմայում պատկերված են հոսանքի գեներատորներով:

Նկ.2.10–ից մուտքային I_է և ելքային I_կ հոսանքների համար կարող ենք գրել`

Վերջին հավասարումները կոչվում են Էբերս-Մոլի հավասարումներ և տրանզիստորի մաթեմատիկական մոդելն են: Այս մոդելը ոչ գծային է և օգտագործվում է տրանզիստորով անցնող մեծ հոսանքների ու կիրառված մեծ լարումների դեպքում:

Բազմաթիվ էլեկտրոնային սարքերում ազդանշանը բաղկացած է լարման ու հոսանքի  համեմատաբար մեծ հաստատուն և ավելի փոքր` փոփոխական բաղադրիչներից: Այդ դեպքերում ազդանշանի հաստատուն և փոփոխական բաղադրիչները ուսումնասիրվում են առանձին - առանձին: Հաստատուն բաղադրիչն ուսումնասիրվում է Էբերս-Մոլի մոդելի կիրառումով, իսկ փոփոխական բաղադրիչը` տրանզիստորի փոքր ազդանշանային փոխարինման սխեմայի օգնությամբ:  Փոքր ազդանշանային փոխարինման սխեմաներից լայն կիրառություն է գտել T-աձև սխեման: Ընդհանուր բազայով միացման դեպքում տրանզիստորի T-աձև փոխարինման սխեման կազմելու նպատակով տանզիստորի բազայի միջակայքում վերցնենք  Բ1 կետը (նկ.2.11,ա):

Էմիտերի ելուստի և Բ1 կետի միջև էմիտերային անցումն է, որն օժտված է r_է դիֆերենցիալ դիմադրությամբ և C_է դիֆուզիոն ունակությամբ, իսկ կոլեկտորի ելուստի և Բ1 կետի միջև կոլեկտորային անցումը` r_կ դիֆերենցիալ դիմադրությամբ և C_կ դրեյֆային ունակությամբ: Բազայի ելուստի և Բ1 կետի միջև առկա է բազայի r_բ ծավալային և դիֆուզիոն դիմադրությունը: Հոսանքի փոխանցումը էմիտերից կոլեկտորին սխեմայում պատկերվում է αI_է հոսանքի գեներատորով (նկ.2.11,բ): Էմիտերային անցումը ակտիվ աշխատանքային ռեժիմում բաց է: Այդ պատճառով r_է դիմադրությունը շատ փոքր է: C_է ունակությունը պիկոֆարադների կարգի մեծություն է, հետևաբար C_է -ի 1/ωC_է դիմադրությունը շատ մեծ է r_է դիմադրությունից, և C_է-ի ազդեցությունը սխեմայի աշխատանքի վրա կարող ենք անտեսել (սխեմայում այն պատկերված է կետագծերով և հետագայում կանտեսվի): Կոլեկտորային անցումը փակ  է: r_կ դիֆերենցիալ դիմադրությունը շատ մեծ է: C_կ-ի 1/ ωC_կ դիմադրությունը նույն կարգի մեծություն է  r_կ - ի համեմատ, ուստի C_կ - ով  փոխարինման  սխեմայում անտեսել չենք կարող:

Տրանզիստորի փոխարինման սխեմաներն ընդհանուր էմիտերով և ընդհանուր կոլեկտորով միացումների դեպքում` կստանանք ընդհանուր բազայով  միացման սխեմայում` տեղափոխելով  ելուստների  տեղերը (նկ.2.12գ,դ): Այդ սխեմաներում մուտքային հոսանքը I_բ բազային հոսանքն է, հետևաբար, փոխարինման սխեմայում հոսանքի գեներատորը կլինի βI_բ, որտեղ β = I_կ / I_բ մեծությունը կոչվում է ընդհանուր էմիտերով միացման սխեմայում բազային հոսանքի ուժեղացման գործակից: β գործակիցը արտահայտենք α –ով:

Եթե հաշվի առնենք, որ α < 1, ապա կստանանք β >> 1: α – ն β - ի միջոցով կարտահատվի հետևյալ տեսքով`

Ընդհանուր էմիտերով և ընդհանուր կոլեկտորով միացման դեպքում փոխարինման սխեմաներում փոփոխվում են C_կ-ն` C<sub>կէ</sub> -ով և r<sub>կ</sub> –ն`  r_կէ - ով: Ընդ որում

Տրանզիստորը որպես ակտիվ քառաբևեռ: Փոքր սինուսոիդային ազդանշանների դեպքում տրանզիստորը կարող է դիտարկվել որպես ակտիվ գծային քառաբևեռ (նկ.2.13,ա): Տրանզիստորի հատկանիշները որպես քառաբևեռ նկարագրելու համար մեծ մասամբ օգտագործումեն քառաբևեռի հավասարումները h պարամետրերի միջոցով:

Ընդունելով որպես անկախ փոփոխականներ մուտքային հոսանքը և ելքային լարումը, իսկ որպես կախված` մուտքային լարումը և ելքային հոսանքը, քառաբևեռի հավասարումները կընդունեն հետևյալ տեսքը`   

Քառաբևեռի մուտքում  պարապ  ընթացքի (I₁ = 0)  և  ելքում  կարճ միացման (U₂ = 0)  դեպքերում կստանանք`

h₁₁–ը և h₂₁–ը կոչվում են տրանզիստորի մուտքային դիմադրություն և հոսանքի ուժեղացման գործակից ելքում կարճ միացման դեպքում, իսկ h₁₂–ը և h₂₂–ը` լարման հետադարձ կապի գործակից և ելքային հաղորդականություն` մուտքում պարապ ընթացքի դեպքում:

Տրանզիստորի փոխարինման սխեման համաձայն (2.15) - ի կունենանք. 2.13 ,բ – ում բերված տեսքը:

Համեմատելով տրանզիստորի ֆիզիկական α, β և քառաբևեռի h₂₁ պարամետրերի հավասարումները ընդհանուր բազայով և ընդհանուր էմիտերով միացման դեպքերում` կստանանք

h_21բ - ն և  h_21է - ն կոչվում են տրանզիստորի ընդհանուր բազայով և ընդհանուր  էմիտերով  միացման  դեպքերում  հոսանքի  ուժեղացման գործակից:

>>

2.3.2.  Դաշտային տրանզիստորներ

Դաշտային տրանզիստորը կիսահաղորդիչային սարք է, ուր հոսանքը պայմանավորնած է հիմնական լիցքակիրների դրեյֆով և կառավարվում է էլեկտրական դաշտով: Դաշտային տրանզիստորը կոչվում է նաև միաբևեռ տրանզիստոր, քանի որ դրանով հոսանքը պայմանավորված է միայն հիմնական լիցքակիրներով` էլեկտրոններով կամ խոռոչներով:

Դաշտային տրանզիստորները բաժանվում են երկու խմբի` p–n անցումով կառավարումով և մեկուսացված փականով տրանզիստորներ:

p–n անցումով կառավարումով դաշտային տրանզիստորներ:

p – n անցումով  կառավարումով  դաշտային  տրանզիստորների սկզբունքային սխեման բերված է նկ.2.14,ա-ում: Հոսքուղին էլեկտրոնային n էլեկտրահաղորդականության կիսահաղորդիչ է, որի արտաքին մասում ձևավորված է p կիսահաղորդիչային շերտ (տրանզիստորն ունի գլանային կառուցվածք):

Հոսքուղու և p շերտի միջև առաջանում է p-n անցում: Հոսքուղուց դուրս են բերված մետաղյա ելուստներ: Ելուստը, որով հոսքուղի են անցնում լիցքակիրները  կոչվում է ակունք (Ա), իսկ ելուստը, որից դրանք դուրս են գալիս` ըմպիչ (Ը): p շերտից նույնպես դուրս է բերված ելուստ, որը կոչվում է փական (Փ): Արտաքին լարումների բացակայության դեպքում p-n անցումը և հոսքուղին ունեն որոշակի ծավալներ: Հոսքուղին օժտված է որոշակի էլեկտրահաղորդականությամբ:

Հոսքուղին կարող է ունենալ նաև p հաղորդականություն: Այդ դեպքում  արտաքին  շերտն  ունի n  հաղորդականություն: 

Նկ.2.14, բ,գ -ում պատկերված են n և p հոսքուղիով դաշտային տրանզիստորների պայմանական նշանակումները:

Տրանզիստորի ակունք - ըմպիչ և ակունք - փական ելուստների միջև միացվում են U_ըա և U_փա լարման աղբյուրները:    

Նկ.2.15,ա-ում լարում կիրառված է միայն ակունք և փական ելուստների  միջև  (U_փա < 0, U_ըա = 0): Այդ դեպքում U_փա լարման փոփոխությունը բերում է հոսքուղու ամբողջ  երկարությամբ p - n անցման, հետևաբար`  հոսքուղու կտրվածքի հավասարաչափ փոփոխության, սակայն հոսքուղիով հոսանքը բացակայում է, քանի որ       U_ըա = 0 (հոսքուղին U_փա = 0 դեպքում պատկերված է կետագծերով):

Նկ.2.15,բ-ում պատկերված է հոսքուղու կտրվածքի փոփոխությունը միայն U_ըա լարման  (U_փա = 0, U_ըա >0) ազդեցությունից: Հոսքուղով հոսում է I_ը հոսանքը, որն առաջացնում է ըմպիչի ուղղությամբ աճող լարման անկում: Քանի որ ակունք - ըմպիչ միջակայքում լարումը U_ըա  է, հոսքուղու երկարությամբ տարբեր կետերում պոտենցիալները տարբեր են և աճում են հոսքուղու ուղղությամբ 0-ից մինչև U_ըա: p միջակայքի կետերի պոտենցիալները ակունքի նկատմամբ որոշվում են փականի պոտենցիալով և տվյալ դեպքում հավասար են զրոյի: Այդ պատճառով p-n անցմանը կիրառված հակառակ լարումը ակունքից ըմպիչ ուղղությամբ աճում է:  Արդյունքում  ըմպիչի  ուղղությամբ p-n անցումը լայնանում է, իսկ հոսքուղու կտրվածքը` փոքրանում: U_ըա լարման մեծացումը բերում է հոսքուղում լարման անկման ավելի մեծացման և կտրվածքի ավելի փոքրացման: U_ըա լարման որոշակի արժեքից p-n անցման սահմանները հատվում են և հոսքուղու դիմադրությունը կտրուկ աճում է: Հոսքուղով I_ը հոսանքն ընդհատվում է:

Նկ.2.15,գ-ում պատկերված է հոսքուղու կտրվածքի փոփոխությունը U_փա և U_ըա լարումերի համատեղ ազդեցության դեպքում: Հոսքուղին պատկերված է p-n անցման սահմանների հատման դեպքում, երբ հոսքուղիով հոսանքն ընդհատվում է:

Մեծ մասամբ U_ըա լարումը հաստատուն է, և I_ը հոսանքը կառավարվում է U_փա - ի փոփոխումով: Այդ դեպքում U_փա=0 դեպքում հոսքուղին ունի որոշակի էլեկտրահաղորդականություն, և հոսքուղով հոսում է I_ը0 սկզբնական հոսանքը (նկ.2.15ա): U_փա<0  լարումների դեպքում, երբ փականին կիրառվում է ակունքի նկատմամբ բացասկան պոտենցիալ, p-n անցման հաստությունը մեծանում է, հետևաբար հոսքուղու հատույթը փոքրանում է: Փոքրանում են հոսքուղու էլեկտրահաղորդականությունը և  դրանով հոսող ըմպիչային հոսանքը: U_փա -ի մի որոշ արժեքի դեպքում p-n անցման սահմանները հատվում են, և  ըմպիչային հոսանքն ընդհատվում է: U_փա-ի արժեքը, որի դեպքում ըմպիչային հոսանքն ընդհատվում է, կոչվում է կտրման լարում (U_կտր.):                           

U_փա >0-ի դեպքում p-n անցումը աշխատում է ուղիղ լարումով, և անցման հաստությունը փոքրանում է: Արդյունքում հոսքուղու հատույթը` և ըմպիչային հոսանքը մեծանում են: p-n անցման դիմադրությունը, հետևաբար և տրանզիստորի մուտքային դիմադրությունը փոքրանում են: Վերանում է դաշտային տրանզիստորի հիմնական դրական հատկանիշը` մեծ մուտքային դիմադրությունը: Այդ պատճառով այս տրանզիստորները կառավարվում են միայն բացասկան լարումով: 

Նույն սկզբունքով աշխատում է p հոսքուղով տրանզիստորը: Այս տրանզիստորներում հիմնական լիցքակիրը խոռոչներն են: Ըմպիչին ակունքի նկատմամբ կիրառվում է բացասական  իսկ փականին` դրական  պոտենցիալ (U_ըա < 0, U_փա > 0):

p-n անցումով կառավարվող տրանզիստորների բնութագծերը: p - n անցումով կառավարվող տրանզիստորների բնութագծերը երկուսն են` փոխանցման բնութագիծ և ելքային բնութագիծ (մուտքային բնութագիծը կիրառական նշանակություն չունի, այդ պատճառով չի դիտարկվում):

 Փոխանցման բնութագիծը ըմպիչային հոսանքի առնչությունն է փական-ակունք լարումից հաստատուն ըմպիչ - ակունք լարման դեպքում: n հոսքուղիով տրանզիստորների փոխանցման բնութագծերը բերված են նկ.2.16,ա-ում:

Ելքային բնութագիծը ըմպիչային հոսանքի և ըմպիչ-ակունք լարման միջև առնչությունն է հաստատուն փական - ակունք լարման դեպքում: n հոսքուղով տրանզիստորի  ելքային բնութագծերի ընտանիքը պատկերված է նկ.2.16,բ-ում: Բնութագծերի սկըզբնամասում U_փա լարման փոփոխությունից թեքությունը փոփոխվում է (երկբևեռ տրանզիստորի դեպքում այն մնում է հաստատուն):

p-n անցումով կառավարվող տրանզիստորի փոխարինման սխեման ընդհանուր ակունքով միացման դեպքում բերված է նկ.2.17–ում: Փական ակունք և փական ըմպիչ ելուստների միջև p-n անցումներ են, որոնք ունեն R_փա, R_փը դիֆերենցիալ դիմադրությունները և C_փա, C_փը  ունակությունները: Հոսքուղով հոսանքի փոխանցումը ըմպիչին ցույց է տրվում sU_փա հոսանքի գեներատորով, որտեղ s – ը` փոխանցման բնութագծի թեքությունն է:  r<sub>i</sub> – ն հոսքուղու դիմադրությունն է, C<sub>ըա</sub> -ն` ըմպիչ և ակունք ելուստների միջև ունակությունն է:

Փոխարինման սխեման ընդհանուր ըմպիչով միացման դեպքում ստացվում է ըմպիչի և ակունքի ելուստների տեղափոխումով:

Մեկուսացված փականով դաշտային տրանզիստորներ:

Մեկուսացված փականով դաշտային տրանզիստորներում,  ի տարբերություն p-n անցումով կառավարվող դաշտային տրանզիստորների, մետաղյա փականի և կիսահաղորդիչային հոսքուղու միջև կա մեկուսիչ շերտ, որի է պատճառով, դրանք կոչվում են մետաղ-մեկուսիչ-կիսահաղորդիչ (ՄՄԿ, МДП) տրանզիստորներ: Որոշ տրանզիստորներում մեկուսիչ շերտը սիլիցիումի երկօքսիդ է: Դրանք կոչվում են  մետաղ-օքսիդ-կիսահաղորդիչ ՄՕԿ (МОП) տրանզիստորներ: Արտադրվում են  երկու տեսակ մեկուսացված հոսքուղով դաշտային տրանզիստորներ` ներստեղծված հոսքուղով և ինդուկտված հոսքուղով: Ներստեղծված հոսքուղով տրանզիստորի պատրաստման ընթացքում ակունքի և ըմպիչի միջև ստեղծված է n կամ p հաղորդականության հոսքուղի: Ինդուկտված հոսքուղով տրանզիստորներում պատրաստման ժամանակ հոսքուղին բացակայում է, և այն ինդուկտվում է փական-ակունք ելուստների միջև որոշակի բևեռականության լարման կիրառման դեպքում:

Ներստեղծված n հոսքուղով տրանզիստորի սկզբունքային կառուցվածքը բերված է նկ.2.18,ա-ում: Տրանզիստորի ակունքը և ըմպիչը խառնուրդներով հարուստ n⁺ էլեկտրահաղորդականության կիսահաղորդիչներ են պատրաստված խոռոչային p կիսահաղորդչային թիթեղում, որը կոչվում է տակդիր: Ակունքի և ըմպիչի միջև ստեղծված է n հոսքուղին, որը օժտված է էլեկտրոնային էլեկտրահաղորդականությամբ: Տրանզիստորի փականի և  ակունքի միջև լարման բացակայության (U_փա=0), և ընպիչի ու ակունքի միջև U_ըա լարման առկայության դեպքում հոսքուղով հոսում է տրանզիստորի սկզբնական I_ը0 հոսանքը (նկ.2.18,ա): U_փա ≠ 0, U_ըա ≠ 0 դեպքում, երբ փականին ակունքի նկատմաբ կիրառվում է բացասկան պոտենցիալ, U_փա լարման էլեկտրական դաշտի ազդեցության տակ հոսքուղուց էլեկտրոնները վանվում են դեպի տակդիր: Էլեկտրոնների քանակը հոսքուղում նվազում է, հետևաբար փոքրանում է հոսքուղու ծավալը      (նկ.2.19,բ-ում պատկերված է կետագծերով), և դրանով հոսող հոսանքի մեծությունը:     U_փա -ի որոշակիարժեքի դեպքում (U_փակ) հոսքուղին լրիվ վերանում է, և ըմպիչային հոսանքն ընդհատվում է:

Փականին դրական պոտենցիալի կիրառման դեպքում էլեկտրական դաշտի ուղղությունը փոխվում է: Այժմ էլեկտրոնները տակդիրից ձգվում են դեպի հոսքուղի: Հոսքուղում էլեկտրոնների քանակն աճում է, հետևաբար աճում է նաև ըմպիչային հոսանքը:

Ինդուկտված n հոսքուղով տրնզիստորի սկզբունքային սխեման պատկերված է նկ.2.20,ա-ում: Այն տարբերվում է ներստեղծված հոսքուղով տրանզիստորից միայն նրանով, որ պատրաստման ժամանակ ակունքի և ըմպիչի միջև հոսքուղի չի ստեղծվում:

Նկ.2.20,բ-ում բերված են n և p հոսքուղով տրանզիստորների պայմանական նշանակումները և լարումների միացման սխեմաները:

U_փա = 0, U_ըա ≠ 0 դեպքում տրանզիստորում հոսքուղին բացակայում է, հետևաբար ըմպիչային հոսանքը  նույնպես բացակայում է:

U_փա ≠ 0, U_ըա ≠ 0 դեպքում, երբ փականին ակունքի նկատմաբ կիրառվում է դրական պոտենցիալ, U_փա լարման էլեկտրական դաշտի ազդեցության տակ տակդիրի վերին շերտից խոռոչները  վանվում  են  դեպի  խորքը,  իսկ  Էլեկտրոնները ձգվում են դեպի վերին շերտը: 

U_փա լարման մի որոշակի արժեքից այդ շերտում Էլեկտրոնների քանակը այնքան է մեծանում, որ ակունքի և ըմպիչի միջև առաջանում է էլեկտրոնային հոսքուղի   (նկ.2.20,ա-ում այն պատկերված է կետագծերով), որով հոսում է ըմպիչային հոսանք: Այդ հոսքուղին կոչվում է ինդուկտված հոսքուղի: U_փա լարումը, որից առաջանում է հոսքուղին կոչվում է շեմային լարում (U_փաշ): Երբ ակունքի նկատմամբ փականին կիրառվում է բացասական պոտենցիալ, էլեկտրական դաշտի ազդեցության տակ տակդիրի վերին շերտից Էլեկտրոնները վանվում են դեպի խորքը, իսկ խոռոչները ձգվում են դեպի վերին շերտը: Ակունքի և ըմպիչի միջև n հոսքուղի չի առաջանում, և ըմպիչային հոսանքը բացակայում է:

p ներստեղծված և ինդուկտված հոսքուղիներով տրանզիստորների հոսքուղիներում հիմնական լիցքակիրները խոռոչներն են, ուստի դրանց նորմալ աշխատանքը ապահովվում է U_փա և U_ըա լարումների n հոսքուղու նկատմամբ հակառակ բևեռականություններով միացման դեպքում (նկ.2.21, ա,բ):

 >>

2.3.3. Մեկուսացված փականով երկբևեռ տրանզիստորներ

Մեկուսացված փականով երկբևեռ տրանզիստորը (ՄՓԵՏ) մուտքային դաշտային և ելքային երկբևեռ տրանզիստորներով զուգորդված կիսահաղորդիչային սարք է: ՄՓԵՏ բազմաթիվ տրանզիստորներից առավել մեծ կիրառություն են գտել IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) սարքերը, որոնք օժտված են դաշտային տրանզիստորների և երկբևեռ տրանզիստորների դրական հատկանիշներով` մեծ մուտքային դիմադրությամբ և մեծ ելքային հզորությամբ:   

Մեկուսացված փականով ուղղաձիգ հոսքուղով դաշտային տրանզիստորների պատրաստման ժամանակ ձևավորվում է նաև երկբևեռ տրանզիստոր: Այդ տրանզիստորների կառուցվածքային սխեման պատկերված է նկ.2.22,ա–ում:  Այն բաղկացած է VT1 մեկուսացված փականով դաշտային և T1 երկբևեռ տրանզիստորներից: R1-ը VT1-ի հոսքուղու հաջորդական դիմադրությունն է, R2-ը` T1-ի բազա-էմիտեր շղթային շունտող դիմադրությունը: Վերջինիս շնորհիվ T1-ը փակ է և VT1-ի աշխատանքի վրա էական ազդեցություն չի գործում: Տրանզիստորի ելքային բնութագծերը բերված է նկ.2.22, բ-ում: Դրանք բնորոշվում են s  թեքությամբ և R1 դիմադրությամբ:

Մեկուսացված փականով ուղղաձիգ հոսքուղով դաշտային տրանզիստորների բնութագծի թեքությունը փոքր է: Բնութագծի թեքությունը մեծացված է IGBT տրանզիստորում, որտեղ դիտարկված   տրանզիստորի կառուցվածքում ավելացված է ևս մեկ p-n անցում (նկ.2.23,ա): Արդյունքում ձևավորվում է լրացուցիչ T2 (p-n-p) տրանզիստորը: T1 և T2 տրանզիստորներով գործում է ներքին դրական հետադարձ կապ բազա-կոլեկտոր շղթաներով: T2-ի կոլեկտորային I_կ2 հոսանքն ազդում է T1-ի բազային հոսանքի վրա, իսկ T1-ի կոլեկտորային I_կ1 հոսանքը` T2-ի բազաին հոսանքի վրա: Ընդունելով, որ T1-ի և T2-ի էմիտերային հոսանքների փոխանցման գործակիցներն են α<sub>1</sub> և α<sub>2</sub>,  կարող ենք գրել`                                             

Վերջին հավասարումից պարզ ձևափոխումներով ըմպիչային հոսանքի համար կստանանք`                     

Հաշվի առնելով, որ I_ը = sU_փա = sU_փէ  կստանանք` 

որտեղ Տ_է = Տ / (1- α₁ - α₂) = Տ / [1- (α₁ + α₂)] – ը  IGBT տրանզիստորի  համարժեք թեքությունն է: α₁+α₂ = 1 դեպքում  Տ_է >>Տ, իսկ դա նշանակում է, որ IGBT տրանզիստորի թեքությունը զգալիորեն գերազանցում է  մեկուսացված փականով ուղղաձիգ հոսքուղով դաշտային տրանզիստորի թեքությունը: α₁ և α₂ մեծությունները կարգավորվում են R1 և R2 դիմադրությունների ընտրումով, տրանզիստորների պատրաստման ժամանակ:

Բացի մեծ թեքությունից, IGBT տրանզիստորը, ի տարբերություն մեկուսացված փականով ուղղաձիգ հոսքուղով դաշտային տրանզիստորի, բաց վիճակում օժտված է ավելի փոքր դիմադրությամբ, հետևաբար` վերջինիս վրա ավելի փոքր լարման անկումով: Դա բացատրվում է նրանով, որ R2 –ը շունտվում է  T1, T2 տրանզիստորների բաց հագեցված վիճակի փոքր դիմադրություններով:

Նկ.2.23,բ-ում բերված է IGBT տրանզիստորի ելքային բնութագիծը իսկ գ-ում` պայմանական նշանակումը: 

IGBT տրանզիստորները մի փոքր զիջում են դաշտային տրանզիստորներին արագագործությամբ, բայց զգալի չափով գերազանցում են երկբեռ տրանզիստորներին: Մեծ մասամբ IGBT տրանզիստորների միացման և անջատման ժամանակը չի գերազանցում 0,5….1,0 մկվ արժեքը:

>>

2.4.Տիրիստորներ

Տիրիստորները երկու կայուն վիճակներով օժտված և երեք կամ ավելի p-n անցումներ պարունակող կիսահաղորդչային սարքեր են, որոնք օգտագործվում են որպես ոչ հպակային էլեկտրոնային բանալիներ: Կայուն վիճակներից մեկում տիրիստորի էլեկտրահաղորդականությունը փոքր է (տիրիստորը փակ է), իսկ երկրորդ կայուն վիճակում` մեծ  (տիրիստորը բաց է): Տիրիստորի փակ վիճակից բաց վիճակին փոխանջատումը իրականացվում է արտաքին ազդանշանով ` լարումով (հոսանքով) կամ լույսով (Ֆոտոտիրիստորներ): Տարբերում են դիոդային (չկառավարվող) և տրիոդային (կառավարվող) տիրիստորներ: Դիոդային տիրիստորը անվանում են դինիստոր, իսկ տրիոդայինը` տրինիստոր: Դինիստորի փակ վիճակից բաց վիճակին անցումը (միացումը) տեղի է ունենում անոդի և կատոդի միջև կիրառված լարման որոշակի արժեքից, որը կոչվում է միացման լարում, իսկ բաց վիճակից փակ վիճակին անցումը` (անջատումը) անոդ-կատոդ լարման բևեռականության փոփոխմամբ: Տրինիստորներում մի վիճակից մյուսին անցում իրականացվում է երրորդ` կառավարող ելուստի (ԿԵ) միջոցով: Կառավարող ելուստի միջոցով կարող է իրականացվել տրինիստորի միայն բացում կամ էլ` բացում և փակում: Համապատասխանաբար տրինիստորներն էլ կոչվում են չփակվող և փակվող տրինիստորներ: Չփակվող տրինիստորներում բացումը իրականացվում է կառավարող ելուստին կատոդի նկատմամբ դրական իմպուլսի կիրառումով, իսկ փակումը, ինչպես և դինիստորում` անոդ-կատոդ լարման բևեռականության փոփոխումով: Փակվող տրինիստորներում բացումը կատարվում է կառավարող ելուստին կատոդի նկատմամբ դրական, իսկ փակումը` բացասական իմպուլսի կիրառումով:

Ֆոտոտրինիստորներում բացումը իրականացվում է լուսային իմպուլսի կիրառումով:

Թվարկված տիրիստորները օժտված են միակողմանի էլեկտրահաղորդականությամբ: Երկկողմանի էլեկտրահաղորդականությամբ  օժտված են սիմետրիկ տիրիստորները (սիմիստորները), որոնք իրականացնում  են երկու իրար զուգահեռ և հանդիպակաց միացված միակողմանի էլեկտրահաղորդականությամբ տրինիստորների գործառույթը:

Դինիստորի կառուցվածքային սխեման բերված է նկ.2.24,ա-ում: Դինիստորը քառաշերտ p₁-n₁-p₂-n₂ կառուցվածքով և երկու ելուստներով սարք է: Ելուստներից մեկը կոչվում է անոդ (Ա), մյուսը` կատոդ (Կ): Անոդի և կատոդի միջև միացվում են  Rբ բեռը և E լարումը` ուղիղ (անոդին դրական, կատոդին բացասական) կամ հակառակ (անոդին բացասական, կատոդին դրական) բևեռականությամբ: Դինիստորը բաղկացած է երեք p-n անցումներից` p<sub>1</sub>-n<sub>1</sub>, n<sub>1</sub>-p<sub>2</sub>, p<sub>2</sub>-n<sub>2</sub>: Այն կարող է դիտարկվել որպես երկու տրանզիստորներից` T1 (p₁-n₁-p₂) և T2 (n₁-p₂-n₂) բաղկացած սարք, որոնք ունեն ընդհանուր n₁-p₂ անցում (նկ.2.24, բ,գ):

Դինիստորին ուղիղ լարման կիրառման դեպքում T1,T2 տրանզիստորների p₁-n₁ և p₂-n₂ անցումներին կիրառված են ուղիղ լարումներ, անցումները  բաց  են  և    էմիտերային  անցումներ են: n₁ - p₂ անցմանը էմիտերային անցումներով կիրառվում է հակառակ լարում,  այն փակ է և ծառայում  է  երկու տրանզիստորների համար որպես ընդհանուր կոլեկտորային անցում:

Տրանզիստորներն աշխատում են ուժեղացման ռեժիմում: Կոլեկտորային անցումով հոսում են երկու հոսանքներ` T1 տրանզիստորի I<sub>կ1</sub>= α<sub>1</sub>I<sub>է1</sub> + I<sub>1կ0</sub> և T2 - ի I<sub>կ2</sub> = α<sub>2</sub>I<sub>է2</sub> + I<sub>2կ0</sub> կոլեկտորային հոսանքները, որտեղ α<sub>1,</sub> α<sub>2</sub> -ը  T1-ի և T2-ի էմիտերային հոսանքները կոլեկտորին փոխանցման գործակիցներն են, իսկ I<sub>1կ0,</sub> I<sub>2կ0</sub>-ն տրանզիստորների կոլեկտորային հակառակ ուղղության դրեյֆային հոսանքներն են: T1-ի կոլեկտորային I<sub>կ1</sub> հոսանքը հանդիսանում է T2-ի բազային I<sub>բ2</sub> հոսանքը, իսկ T2-ի կոլեկտորային  I<sub>կ2</sub> հոսանքը` T1-ի բազային I_բ1 հոսանքը: Նշանակում է T1, T2 տրանզիստորների բազա - կոլեկտոր շղթաներով ստեղծված է դրական հետադարձ կապ, որի շնորհիվ կոլեկտորային հոսանքի ցանկացած փոփոխություն բերում է այդ հոսանքի հեղեղաձև փոփոխության:

Դինիստորի n₁ - p₂ անցումով հոսող հոսանքը կլինի`

որտեղ I_կ0= I_1կ0 + I_2կ0:

Հաշվի առնելով, որ դինիստորի բոլոր հարթություններով հոսում է      I=I_է1=I_է2=I_ա=I_կատ.   նույն հոսանքը, վերջին հավասարումից կստանանք`

α_1, α₂  գործակիցները դինիստորով հոսող հոսանքի մեծությունից կախված փոփոխվում են (նկ.2.25,ա) որոշակի առնչություններով (դա ապահովվում է դինիստորի պատրաստման ժամանակ):

 Դինիստորի վոլտ-ամպերային բնութագիծը բերված է նկ.2.25,բ-ում: Անոդային U_ա դրական լարման փոքր արժեքների դեպքում T1,T2 տրանզիստորների էմիտերային անցումները դեռևս փակ են (α₁+α₂) ≈ 0, և համաձայն  (2.19)  հավասարման` դինիստորով հոսում է I_ա = I_կ0 փոքր հոսանքը(0 - բ միջակայք): U_ա լարման մեծացումից էմիտերային անցումներն սկսում են բացվել: Դինիստորով հոսանքը մեծանում է, որի արդյունքում  մեծանում է α₂  գործակիցը: Դա բերում է T2-ի կոլեկտորային,  T1-ի բազային հոսանքների (I_կ2=α₂I_է2=I_բ1) և α₁  գործակցի աճի: I_բ1-ի մեծացումից մեծանում է նաև  I_կ1=α₁I_է1=I_բ2 հոսանքը, որը իր հերթին էլ ավելի է մեծացնում I_կ2 =I_բ1 հոսանքը (բ-գ միջակայք): U_ա=U_մ լարման դեպքում  α₁,α₂  գործակիցները, և արդյունքում I_կ2, I_կ1 հոսանքները արագ աճում են: Այդ պահից (α₁+α₂) ≈ 1, և ինչպես երևում է ( 2.19) հավասարումից,   Դինիստորով հոսանքը հեղեղաձև աճում է: Նման արագ աճը պայմանավորված է նրանով, որ  Uա լարման մեծացումից էլ ավելի են բացվում  T1, T2-ի էմիտերային անցումները: p₁-ից p₂ հոսող խոռոչների և n₂-ից n₁ հոսող էլեկտրոնների քանակը աճում է: Արդյունքում փոքրանում է կոլեկտորային անցման պոտենցիալային պատնեշը, և հոսանքը աճում է: Լարումը կոլեկտորային անցման վրա նվազում է (գ-դ միջակայք): Խոռոչների քանակի աճը  p₂-ում և էլեկտրոնների քանակի աճը n₁-ում էլ ավելի են բացում էմիտերային անցումները: Կոլեկտորային հոսանքը ավելի է մեծանում: Հետադարձ կապի շնորհիվ  նկարագրված պրոցեսները շարունակվում են այնքան ժամանակ, մինչև որ կոլեկտորային անցման վրա լարման բևեռականությունը փոխվում է ուղիղ լարման, և այն բացվում է: Այդ պահից դինիստորի երեք p - n անցումները բաց են և հագեցված: Դինիստորը միացված է: Անոդ - կատոդ դիմադրությունը շատ փոքր է, և դրանով հոսող հոսանքը շատ մեծ (դ - ե միջակայք):

Դինիստորի անոդի և կատոդի միջև լարումը որոշվում է երեք անցումների վրա գումարային լարման անկումով`

Կոլեկտորային  անցման  փակ  վիճակում,  երբ  Uա < Uփ,  ունենք U(n₁ - p₂) > 0: Uա≥Uփ  լարման դեպքում, երբ կոլեկտորային անցումը բացվում է, U(n₁ - p₂) < 0: Արդյունքում դինիստորով հոսանքը մեծանում է, իսկ լարման անկումը դինիստորի վրա փոքրանում է (բացասկան դիմադրության միջակայք):

Դինիստորով հոսող հոսանքի մեծությունը բաց վիճակում սահմանափակվում է արտաքին Rբ դիմադրությամբ: Uա=Uփ լարումը, որի դեպքում դինիստորը փոխանջատվում է փակ վիճակից բաց վիճակի, կոչվում է դինիստորի միացման լարում (գ կետը նկ.2.25, բ-ում): Rբ-ի ընտրումով ապահովվում է դինիստորի աշխատանքային կետը վոլտ-ամպերային բնութագծի վրա: Նկ.2.25,ա-ից) համաձայն ԿիրխհոՖի երկրորդ օրենքի ունենք` E = Uա + IաRբ: Այդ հավասարման լուծումը որոշվում է դինիստորի վոլտամպերային բնութագծի և բեռնավորման գծի հատման կետով: Բեռնավորման գիծ կոչվում է Iա = (E-Uա) /Rբ գիծը, որը կառուցվում է Uա = 0, Iա = E /Rբ և Iա = 0, Uա = E կետերով: Դինիստորի աշխատանքային կետը կլինի գ₁ կետը նկ.2.25,բ-ում: Երբ Uա լարումը հավասարվում է Uփ փոխանջատման լարմանը, դինիստորի աշխատանքային կետը  թռիչքաձև անցնում է գ կետից գ₁ - ին: Uա լարման  նվազեցման դեպքում դ  կետից դինիստորը թռիչքով անցնում է բ -ին:

Դինիստորին E լարման միացման բևեռականությունը փոխելու դեպքում p₁ - n₁ և p₂ - n₂ անցումներին կիրառվում են հակառակ լարումներ, դրանք փակվում են: n₁ - p₂ անցմանը կիրառվում է ուղիղ լարում, այն  բաց է, ունի փոքր դիմադրություն: Uա լարումը բաշխվում է, հիմնականում, փակ անցումների վրա: Դինիստորը նախագծելիս n₂-p₂ անցման հաստությունը վերցվում է շատ փոքր: Այդ դեպքում n₂-p₂ անցման ծակման լարումը շատ փոքր է և Uա լարման փոքր արժեքներից ծակվում է: Արդյունքում  Uա-ն լրիվ կիրառվում p₁-n₁ անցմանը, և դինիստորի բնութագծի հակառակ ճյուղը, կրկնում է  հակառակ լարում կիրառման դեպքում, p₁-n₁ անցման բնութագծի տեսքը (նկ.2.25, բ):

Դինիստորի վոլտ-ամպերային բնութագծում ուղիղ ճուղում (նկ. 2.25,բ) դիտարկվում են երեք միջակայքեր: (0-գ)  միջակայքում դինիստորով հոսանքը փոքր է անոդային մեծ լարման դեպքում: Այն փակ է (անջատված վիճակ), գտնվում է առաջին կայուն վիճակում: (դ - ե) - ն  երկրորդ կայուն վիճակն է, երբ դինիստորը բաց է (դինիստորը միացված է), դրանով հոսում է  մեծ հոսանք, իսկ լարումը դրա վրա փոքր է: (գ - դ) - ն անկայուն վիճակ է (բացասական դիմադրության միջակայք), երբ դինիստորը փակ վիճակից անցնում է բաց վիճակի:

Դինիստորի հոսանքի կառավարումը կատարվում է միայն արտաքին լարման աղբյուրի արժեքի և միացման բևեռականության փոփոխումով:  

Դինիստորի հիմնական ստատիկ պարամետրերն են

1) U_փ -ն փոխանջատման (միացման) լարում` փակ դինիստորին կիրառված ուղիղ լարման առավելագույն արժեքն է, որի գերազանցումը բերում է դինիստորի բացմանը:

2) I_պահ. -ն պահման հոսանք` ուղիղ հոսանքի նվազագույն արժեքը, որից փոքրի դեպքում դինիստորն սկսում է փակվել:

Դինիստորի պայմանական նշանակումը էլեկտրական սխեմաներում բերված է նկ.2.25,գ-ում: Տեղեկատվական աղյուսակներում դինիստորների մակնիշը սկսվում է КН (կամ 2Н) տառերով, օրինակ КН102А (2Н102А):

Տրինիստորը նույնպես քառաշերտ կիսահաղորդչային սարք է (նկ. 2.26,ա), որը անոդից և կատոդից բացի, ունի կառավարման ելուստ: Կառավարման ելուստը դուրս է բերվում կատոդային շղթայի p₂-n₂ անցման p₂ միջակայքից (կատոդային կառավարումով տրինիստոր), կամ p₁-n₁ անցման n₁ միջակայքից (անոդային կառավարումով տրինիստոր):

Կատոդային կառավարումով տրինիստորում Կե կառավարման ելուստի և կատոդի միջև կիրառվում է Uկառ. դրական լարումը: Uկառ =0 դեպքում, Iկառ =0, և տրինիստորն աշխատում է դինիստորի ռեժիմում: Փոխանջատման լարումը  U_փ0  է:

Uկառ.> 0 դեպքում T2 տրանզիստորի n₂-p₂ էմիտերային անցումը ավելի է բացվում: Դրանով հոսող Էմիտերային հոսանքը փոփոխվում է I_է2 = Iա + Iկառ_.  առնչությամբ: n₁ - p₂  անցումով  հոսող  կոլեկտորային  I_կ2  = α₂I_է2 հոսանքն աճում է:

Այժմ n₁ - p₂ անցումով հոսող հոսանքը կլինի`

Վերջին առնչությունից կստանանք`

(2.20) հավասարումից եզրակացնում ենք, որ I_կառ. հոսանքը նպաստում է տրինիստորով հոսող անոդային հոսանքի ավելի կտրուկ աճին և,  ի տարբերություն դինիստորի, կարող է կառավարվել ոչ միայն (α₁+ +α₂) մեծության փոփոխումով, ինչը իրականացվում է անոդային լարման փոփոխումով, այլ նաև I_կառ. հոսանքի միջոցով: Iա հոսանքի կտրուկ փոփոխությունը պայմանավորված է ոչ միայն Iա-ի հավասարման մեջ համարիչում  α₂I_կառ. բաղադրիչի առկայությամբ, այլ նաև I_կառ. հոսանքի շնորհիվ I_է2-ի մեծացումից α₂-ի մեծացումով: Կառավարման ելուստը ապահովում է տրինիստորի փոխանջատումը ավեի փոքր անոդ - կատոդ լարումների դեպքում:

Նկ.2.26,բ-ում պատկերված են կատոդային կառավարումով տրինիստորի վոլտամպերային բնութագծերը կառավարող Uկառ. լարման (Iկառ_. հոսանքների) տարբեր արժեքների դեպքում: Uկառ.=Uկառ1. արժեքի դեպքում (Iկառ.=Iկառ.1) փոխանջատումը տեղի է ունենում Uա=U_փ1<<U_փ0 լարման դեպքում: Uկառ.2>Uկառ.1 լարման (Iկառ.=Iկառ.2>Iկառ.1) դեպքում` Uա =U<sub>փ2</sub><U<sub>փ1</sub> և այլն: Կառավարող լարման (հոսանքի) մեծացումից տրինիստորի փակման լարումը փոքրանում է: Uկառ. լարման մի որոշակի արժեքի դեպքում (Iկառ.ուղղ.) բնութագծի վրա փակ վիճակը բնութագրող տեղամասը վերանում է, և բնութագիծը նմանվում է սովորական p-n անցման բնութագծի ուղիղ ճյուղին: Հոսանքը, որի դեպքում բնութագծի վրա փակ վիճակը բնութագրող տեղամասը վերանում է, կոչվում է կառավարման ուղղման հոսանք: Տրինիստորի անոդ-կատոդ ելուստների միջև հակառակ   լարման միացման դեպքում n<sub>1</sub>-p<sub>1</sub>, n<sub>2</sub>-p<sub>2</sub> անցումներին կիրառվում են հակառակ լարումներ, իսկ n<sub>1</sub>-p<sub>2</sub> անցմանը` ուղիղ լարում: n₁-p₂ անցումը բաց է, և դրա վրա լարման անկումը փոքր է: Կիրառված լարումը հիմնականում բաշխվում է n₁-p₁ և n₂-p₂ փակ անցուների վրա: Սովորաբար n₂-p₂ անցման հաստությունը պատրաստվում է շատ փոքր, և դրանում շատ փոքր հակառակ լարումից առաջանում է էլեկտրական ծակում: Արդյունքում կիրառված հակառակ լարումը գրեթե ամբողջությամբ կիրառվում է n₁-p₁ անցմանը: Այդ պատճառով տրինիստորի վոլտամպերային բնութագիծը n₁-p₁ անցման բնութագծի հակառակ ճուղն է: Տրինիստորի հակառակ լարման առավելագույն արժեքը որոշվում է n₁-p₁ անցման հակառակ լարման առավելագույն արժեքով:

Տրինիստորներում փոխանջումը, որպես կանոն, իրականացվում է կառավարման ելուստին փակող իմպուլսի կիրառումով: Անոդից թողարկումը դիտարկվում է միայն տրինիստորի աշխատանքի սկզբունքի ուսումնասիրման նպատակով:

Բաց և փակ վիճակներում տրինիստորի վրա լարումը և դրանով հոսող հոսանքը որոշվում են, ինչպես և դինիստորի դեպքում, տրինիստորի վոլտ-ամպերային բնութագիծի և բեռնավորման գծի հատման կետերում (նկ.2.26,բ.): Օրինակ E < U_փ0 և Iկառ.=Iկառ.1  դեպքում բնութագծի 0 - գ տիրույթում տրինիստորը փակ է (U_ա <U_փ1): գ կետում U_ա= =U_փ1, և տրինիստորը բացվում է, աշխատանքային կետը տեղափոխվում է գ₁ կետը: գ և գ₁ կետերին համապատասխանող լարումները և հոսանքները կբնորոշեն տրինիստորի աշխատանքային պարամետրերը փակ և բաց վիճակներում:

Անոդային կառավարումով տրինիստորում կառավարող լարումը դուրս է բերվում n₁ միջակայքից: Տրինիստորի բացումը  իրականացվում է կառավարման ելուստին կատոդի նկատմամբ  բացասական պոտենցիալի կիրառումով, իսկ փակունը` դրական իմպուլսների կիրառումով: Նկ.2.26,գ,դ-ում պատկերված են տրինիստորի նշանակումները կատոդային և անոդային կառավարման դեպքերում համապատասխանաբար:

Տրինիստորների ստատիկ պարամետրերն են բացի  U_փ. փոխանջատման լարումից և Iպահ. պահման հոսանքից, որոնք նաև դինիստորների պարամետրեր են, Iկառ. հոսանքը` կառավարման շըղթայի նվազագույն հոսանքը, որի դեպքում տրինիստորը հուսալի բաց է, և  Uկառ. լարումը` կառավարման շղթային կիրառված նվազագույն լարումը, որի դեպքում տիրիստորը հուսալի բացվում է:

Տրինիստորի (դինիստորի) դինամիկ պարամետրերը բնորոշում են փակ վիճակից բաց վիճակին անցման ժամանակահատվածը (միացման ժամանակ t_միաց.) և բաց վիճակից փակ վիճակին անցման ժամանակահատվածը (անջատման ժամանակ t_անջ.): Այդ պարամետրերը որոշում են տիրիստորների հաճախական հատկություննեերը (արագագործությունը):

Տեղեկատվական աղյուսակներում տրինիստորների մակնիշները սկսվում են КУ (2У) -ով, օրինակ КУ202Б (2У202Б) :                       

Արտադրվում է նաև սիմետրիկ տիրիստորներ, որոնց վոլտ-ամպերային բնութագիծը սիմետրիկ է I և III քառորդներում (նկ.2.27,ա): Դրանք հինգ շերտից (չորս p-n անցումներից) բաղկացած կիսահաղորդչային սարքեր են և կոչվում են սիմիստորներ: Սիմիստորը օգտագործվում է փոփոխական հոսանքի շղթաներում կոմուտացիայի նպատակով: Սիմիստորի կառուցվածքային սխեման, վոլտ-ամպերային բնութագիծը և նշանակումը սխեմաներում պատկերված է նկ.2.28,ա,բ,գ-ում համապատասխանաբար:

Կառավարող ելուստին դրական բևեռականության իմպուլս կիրառման դեպքում, կախված սիմիստորի անոդին կիրառված լարման բևեռականությունից այն աշխատում է կամ վոլտ-ամպերային բնութագծի ուղիղ ճուղում ( I քառորդում, ուղիղ լարման դեպքում), կամ հակառակ ճուղում  (III քառորդում, հակառակ լարման դեպքում):

>>

2.5. Փոտոէլեկտրոնային սարքեր

Փոտոէլեկտրոնային կոչվում են սարքերը, որոնք օգտագործվում են լույսային էներգիան էլեկտրական էներգիայի կերպափոխման նպատակով: Ներկայումս լայն կիրառություն են գտել ներքին փոտոէֆեկտով աշխատող կիսահաղորդչային ֆոտոէլեկտրոնային սարքերը: Ներքին փոտոէֆեկտ կոչվում է լույսի ազդեցությամբ կիսահաղորդչում ազատ լիցքակիր մասնիկների կոնցենտրացիայի, հետևաբար` էլեկտրահաղորդականության մեծացման երևույթը: Այդ եղանակով ձևավորված էլեկտրահաղորդականությունը կոչվում է ֆոտոհաղորդականություն: Ֆոտոհաղորդականությունը կախված է արտաքին լույսի ինտենսիվությունից և սպեկտրային բաղադրությունից:

Ֆոտոէլեկտրոնային կիսահաղորդչային սարքերից են ֆոտոռեզիստորները, ֆոտոդիոդները, ֆոտոտրանզիստորները, ֆոտոտիրիստորները, ֆոտոսիմիստորները:

Ֆոտոռեզիստոր: Ֆոտոռեզիստորը կիսահաղորդիչային սարք է, որի էլեկտրահաղորդականությունը փոփոխվում է արտաքին լույսի աղբյուրի ինտենսիվությանից և սպեկտրալային  բաղադրությունից: Ֆոտոռեզիստորի կառուցվածքը բերված է նկ.2.29,ա-ում:

Այն բաղկացած է 1 մեկուսչից, որի վրա նստեցված է կիսահաղորդչային 2 բարակ շերտը: Կիսահաղորդչից դուրս են բերված մետաղյա 3 ելուստները : Կիսահաղորդիչը արտաքինից պատված է լուսաթափանցիկ, արտաքին գործոններից պաշտպանիչ շերտով: Ֆոտոռեզիստորին միացվում են R բեռը և U լարման աղբյուրը (հաստատուն կամ փոփոխական): Լույսային Ф հոսքը ուղղվում է կիսահաղորդչային շերտին:

Լուսային հոսքի բացակայության դեպքում (Ф=0) կիսահաղորդչային շերտն ունի որոշակի սեփական էլեկտրահաղորդականություն և ֆոտոռեզիստորով հոսում է շատ փոքր հոսանք, որը կոչվում է մթնային հոսանք: Լուսային հոսքի առկայության դեպքում (Ф≠0) լուսային քվանտները, ընկնելով կիսահաղորդչի վրա, վերջինիս ատոմների էլեկտրոններին հաղորդում են լրացուցիչ էներգիա: Էլեկտրոններն անցնում են վալենտային գոտուց հաղորդականության գոտի: Արդյունքում կիսահաղորդիչի էլեկտրահաղորդականությունը և դրանով հոսանքը   մեծանում են: Առաջանում է լուսային հոսքով պայմանավորված հոսանք, որը կոչվում է ֆոտոհոսանք: Ֆոտոհոսանքի մեծությունը կախված Ф հոսքի և U լարման մեծություններից:

Ֆոտոռեզիստորով հոսող I հոսանքի և լուսային Ф հոսքի միջև կապը հաստատուն U սնման լարման դեպքում կոչվում է ֆոտոռեզիստորի լուսային բնութագիծ: Նկ.2.29,բ - ում բերված է  ֆոտոռեզիստորի լուսային բնութագիծը տարբեր լուսային հոսքերի դեպքում: Ф հոսքի մեծացումից աճում է հաղորդականության գոտի անցած էլեկտրոնների քանակը, հետևաբար մեծանում է ֆոտոհոսանքը: Լուսային բնութագծերից երևում է, որ  U լարման որոշակի արժեքի դեպքում Ф հոսքը և ֆոտոհոսանքի մեծությունը ուղիղ համեմատական են: Լարման մի որոշակի արժեքից սկսած բոլոր էլեկտրոնները մասնակցում են ֆոտոհոսանքի ձևավորմանը, այդ պատճառով լարման հետագա մեծացումից ֆոտոհոսանքը մնում է անփոփոխ: Նկ.2.29,բ-ում բերված է ֆոտոռեզիստորի վոլտամպերային բնութագիծը: Դա ֆոտոհոսանքի կապն է U լարումից հաստատուն Ф հոսքի դեպքում: Ф հոսքի հաստատուն  արժեքի դեպքում կիսահաղորդիչում որոշակի թվով էլեկտրոններ են անցնում վալենտային գոտի:  U լարման մեծացումից ավելի մեծ թվով էլեկտրոններ են մասնակցում ֆոտոհոսանքի առաջացմանը, և այն աճում է:

Ֆոտոռեզիստորի հիմնական պարամետրը ինտեգրալ զգայունությունն է, որը գնահատվում է I_Ф ֆոտոհոսանքի և այդ ֆոտոհոսանքը առաջացնող  Ф լուսային հոսքի հարաբերությամբ (S = I_Ф / Ф): Կիրառվում է նաև ( Sտ = I_Ф / ФU) տեսակարար ինտեգրալ զգայություն պարամետրը: Դա ինտեգրալ զգայունությունն է, երբ ֆոտոռեզիստորին կիրառված է 1Վ լարում:

Ֆոտոռեզիստորի պայմանական նշանակումը էլեկտրական սխեմաներում պատկերված է նկ.1.24դ-ում: Ֆոտոռեզիստորի մակնիշը սկսվում է СФ տառերով (сопротивление фоточувствительное), օրինակ СФ2-4:

Ֆոտոդիոդ:         Ֆոտոդիոդը կառուցվածքով տարբերվում է կիսահաղորդչային դիոդից միայն նրանով, որ պատյանում ավելացվում է ոսպնյակ, որի միջոցով լուսային հոսքն ուղղվում է p-n անցման վրա` վերջինիս հարթությանն ուղղահայաց (նկ.2.30,ա): Ֆոտոդիոդի պայմանական նշանը բերված է նկ.2.30,բ-ում:

Ֆոտոդիոդը կարող է աշխատել երկու` ֆոտոձևափոխիչի և ֆոտոգեներատորի ռեժիմներով :

Ֆոտոձևափոխիչի ռեժիմում ֆոտոդիոդին միացվում է Uդ արտաքին լարման աղբյուրը, որը ապահովում է դիոդի փակ վիճակը (նկ.2.30, գ): Եթե ֆոտոդիոդը լուսավորված չէ, այն գտնվում է փակ վիճակում, և դրանով անցնում է հակառակ ուղղության մթնային հոսանքը (I₀): Լուսային հոսքի առկայության դեպքում դիոդում առաջանում է ներքին ֆոտոէֆեկտ, որի շնորհիվ p-n անցումում ավելանում է էլեկտրոնների և խոռոչների քանակը: p միջակայքից էլեկտրոնները որպես ոչ հիմնական լիցքակիրներ դրեյֆում են n միջակայք, իսկ n  միջակայքից խոռոչները` p միջակայք:

Ֆոտոդիոդով հոսում է ոչ հիմնական լիցքակիրների դրեյֆով պայմանավորված ֆոտոհոսանք` I<sub>Ֆ</sub>, որը զգալիորեն գերազանցում է  I<sub>0</sub>  մթնային հոսանքի մեծությունը: Հիմնական  լիցքակիրները`  էլեկտրոնները n միջակայքում, և խոռոչները p միջակայքում,  փոքրացնում են պոտենցիալային պատնեշի մեծությունը, սակայն Uդ արտաքին լարումը այնպիսին է (>1Վ), որ դիոդը պահպանում է փակ վիճակը, և դիֆուզիոն հոսանքը բացակայում է:

Այսպիսով ֆոտոդիոդի ֆոտոձևափոխիչի աշխատանքային ռեժիմում Rբ  բեռով հոսում է լուսային հոսքին համեմատական Iդ = I₀ + I_Ֆ ֆոտոհոսանք, այսինքն` ֆոտոդիոդը լուսային էներգիան ձևափոխում է էլեկտրական էներգիայի:

Ֆոտոդիոդում հիմնականը լույսային և վոլտամպերային բնութագծերն են: Լուսային բնութագիծը ֆոտոդիոդով հոսող Iդ  հոսանքի և լուսային Ф հոսքի միջև առնչությունն է դիոդին կիրառված Uդ հաստատուն լարման դեպքում (նկ.2.31,ա): Լուսային բնութագիրը գծային է:

Վոլտ-ամպերային բնութագիծը դիոդով հոսող հոսանքի և դիոդի վրա լարման առնչությունն  է  հաստատուն Ф հոսքի դեպքում Ф հոսքի մեծացումից միևնույն Uդ լարման դեպքում ֆոտոհոսանքը մեծանում է (նկ.2.31,բ):  

Ֆոտոդիոդի պարամետրերն են` դիֆերենցիալ ներքին (ելքային) դիմադրությունը`   Rդ = ∂Uդ / ∂Iդ հաստատուն լուսային հոսքի դեպքում և ինտեգրալ զգայնությունը` S=Iդ /Ф հաստատուն Uդ լարման դեպքում: Դիֆերենցիալ ներքին դիմադրությունը շատ մեծ է (տասնյակ ՄՕմ): Ինտեգրալ զգայնությունը տասնյակ մԱ է 1 լյումեն հոսքի դեպքում:

Ֆոտոգեներատորի աշխատանքային ռեժիմում ֆոտոդիոդին արտաքին լարման աղբյուր չի միացվում, և այն ծառայում է որպես ֆոտոէլեկտրաշարժ ուժի աղբյուր (նկ.2.30,դ): Այս ռեժիմում ֆոտոդիոդի աշխատանքի սկզբունքը հետևյալն է: Լույսային հոսքի բացակայության դեպքում դիոդի p-n անցումը ունի φ₀ պոտենցիալային պատնեշ: Անցումով հոսող դիֆուզիոն ու դրեյֆային հոսանքներն իրար փոխհատուցում են: Գումարային հոսանքը դիոդով բացակայում է: Լուսային հոսքի առկայության դեպքում տեղի են ունենում նույն երևույթները, ինչ որ նախորդ ռեժիմում, այն է` գեներացվում են էլեկտրոն-խոռոչ զույգեր: Պոտենցիալային պատնեշը նպաստում է գեներացիայի պատճառով առաջացած ոչ հիմնական լիցքակիրների տեղաշարժին մի կիսահաղորդչից մյուսը (էլեկտրոնները p-ից n, խոռոչները n-ից p): Առաջանում է I<sub>Ֆ</sub> ֆոտոհոսանքը, որը գումարվում է p-n անցումով հոսող I<sub>0</sub> դրեյֆային հոսանքին: Հիմնական լիցքակիրները կուտակվում են անցման երկու կողմերում, ինչը համարժեք է անցմանն ուղիղ լարման միացմանը: Արդյունքում պոտենցիալային պատնեշը փոքրանում է, և անցումով հոսանքի I<sub>դիֆ</sub> դիֆուզիոն բաղադրիչը` մեծանում է: Արտաքին շղթայի բացակայության դեպքում դիֆուզիոն և դրեյֆային հոսանքները փոխհատուցվում են: Այս ռեժիմում դիոդով անցնող հոսանքները բավարարում են հետևյալ պայմանին`

որտեղ I_դիֆ = I₀exp(U_Ֆ / φ_T), U_Ֆ - ը դիոդի ելուստների միջև լարումն է, որը կոչվում է ֆոտոէլշու:

          (2.21) հավասարումից կստանանք`

Վերջին արտահայտությունից կարող ենք գրել`

Ֆոտոէլշուի արժեքը կախված է կիսահաղորդչի նյութից: Այն սովորաբար չի գերազանցում պոտենցիալային պատնեշի φ₀ մեծությունը (0,5…0,55 Վ):

Ֆոտոդիոդին Rբ բեռի միացման դեպքում դրանով կհոսի Iբ հոսանքը, որը կորոշվի հետևյալ արտահայտությամբ`

որտեղ φ-ն պոտենցիալների տարբերությունն է p-n անցումում բեռի առկայության դեպքում:

Ֆոտոդիոդի կարճ միացված ռեժիմում (Rբ=0) հոսանքը արտաքին շղթայով ունի առավելագույն արժեքը և հավասար է I_Ֆ (արեգակի միջին լուսավորության դեպքում հավասար է 20…25մԱ/սմ²): Պարապ ընթացքի ռեժիմում (Iբ=0), ելքային լարումը հավասար է ֆոտոէլշուին (U_Ֆ=φ₀): Ավելի մեծ լարում  ստանալու նպատակով մի քանի դիոդներ միացվում են հաջորդաբար, իսկ մեծ հոսանք ստանալու համար` զուգահեռ:   

Ֆոտոձևափոխիչի ռեժիմում ֆոտոդիոդները մեծ կիրառություն են գտել ֆոտոռելեներում (նկ.2.32): Ֆոտոռելեն օգտագործվում է հատային արտադրանքի քանակի ավտոմատ հաշվման, վերելակների և մետրոյում մուտքի դռների ավտոմատ աշխատանքի, փողոցային լուսավորման ցանցի ինքնաբերաբար միացման և անջատման և այլ նպատակներով:

Ֆոտոռելեն բաղկացած է տրանզիստորից, ֆոտոդիոդից և էլեկտրամագնիսական ռելեից: Էլեկտրամագնիսական ռելեն ունի նորմալ փակ K1, K3  և նորմալ բաց K2, K3 հպակային խմբեր, որոնց  միացված են Rբ₁ և Rբ₂ բեռները:

R1, R_է ռեզիստորների միջոցով ընտրվում է տրանզիստորի աշխատանքային ռեժիմը այնպես, որ լուսային հոսքի բացակայության դեպքում ֆոտոդիոդը և տրանզիստորը փակ են: Տրանզիստորի բազային շղթայով հոսում է ֆոտոդիոդի մթնային հոսանքը, որը բավարար չէ տրանզիստորի բացման համար:  Տրանզիստորի կոլեկտորային I_կ0 հոսանքը, որը հոսում է  էլեկտրամագնիսական ռելեյի փաթույթով, բավարար չէ վերջինիս գործման համար: Էլեկտրամագնիսական ռելեյի հպակային խմբերի K1, K3 հպակները փակ են և Rբ₁ բեռը միացված U₁ լարման աղբյուրին: K2, K3 հպակները բաց են, հետևաբար Rբ₂ բեռն անջատված է U₂ լարման աղբյուրից: Լուսային հոսքի առկայության դեպքում ֆոտոդիոդը բացվում է, և տրանզիստորի բազայի շղթայով հոսում  է ֆոտոդիոդի ֆոտոհոսանքը: Տրանզիստորը բացվում է, կոլեկտորային հոսանքը մեծանում է (I_կ = βIբ): Էլեկտրամագնիսական ռելեի փաթույթով հոսում է բավարար հոսանք, և այն սկսում է գործել: K1, K3 հպակները բացվում են, K2, K3-ը` փակվում: Արդյունքում Rբ<sub>1</sub> բեռը անջատվում է U<sub>1</sub> լարման աղբյուրից, իսկ Rբ<sub>2</sub> բեռը միանում է U<sub>2</sub> լարման աղբյուրին: Լուսային հոսքի անջատման դեպքում ֆոտոդիոդով ֆոտոհոսանքն ընդհատվում է, հետևաբար տրանզիստորը փակվում է: Էլեկտրամագնիսական ռելեյի փաթույթով հոսանքն ընդհատվում է, և այն վերադառնում է սկզբնական վիճակին` K1, K3 հպակները փակվում են, K2, K3-ը` բացվում:

Որպես օրինակ դիտարկենք ֆոտոռելեի կիրառումը փողոցային լուսավորման կառավարման նպատակով (նկ.2.32): Այդ դեպքում օգտագործվում է K1, K3 հպակների խումբը, իսկ որպես  Rբ₁ միացվում են լուսավորության լամպերը: Երբ լուսավորվածությունը բավարար է, ֆոտոդիոդը և տրանզիստորը բաց են: Էլեկտրամագնիսական ռելեն գործում է, K1, K3 հպակները  և լամպերն անջատվում են: Երեկոյան, երբ լուսավորվածությունը հասնում է անբավարար մակարդակի, ֆոտոդիոդը, հետևաբար և տրանզիստորը փակվում են: Էլեկտրամագնիսական ռելեն դադարում է գործելուց , և փակվում են K1, K3 հպակնեը: Վերջիններս միացնում են լամպերը U₂-ին: Լուսաբացին, երբ լուսավորվածությունը բավարար մակարդակի է հասնում, ֆոտոդիոդը և տրանզիստորը բացվում են էլեկտրամագնիսական ռելեն գործում է, և  K1, K3 հպակները  անջատում են լամպերը լարման աղբյուրից: 

Ֆոտոտրանզիստոր:     Ֆոտոտրանզիստորը կառուցվածքով տարբերվում է երկբևեռ տրանզիստորից միայն նրանով, որ պատյանում տեղադրված  է  ոսպնյակ, որի միջոցով  լուսային հոսքն ուղղվում է բազայի միջակայքին: Սովորաբար ֆոտոտրանզիստորում բազայի ելուստը բացակայում է:          

Ֆոտոտրանզիստորի կառուցվածքային սխեման, պայմանական նշանակումը և միացման սխեման բերված են նկ.2.33,ա-ում: Լուսային հոսքն ուղղվում է բազայի միջակայքին: Կոլեկտոր-էմիտեր շղթայում միացվում է U_կէ սնման լարման աղբյուրը և Rբ բեռը: Լուսային հոսքի բացակայության դեպքում ֆոտոտրանզիստորը փակ է, դրանով հոսում է մթնային փոքր հոսանքը (հակառակ ուղղության հագեցման  հոսանքը): Լուսային հոսքի առկայության դեպքում բազայի միջակայքում գեներացվում են էլեկտրոն-խոռոչ զույգեր: Էլեկտրոններն անցնում են կոլեկտոր, իսկ խոռոչները  կուտակվում են բազայի շղթայում: Խոռոչների քանակը բազայում աճում է (դա համարժեք է բազային դրական լարման կիրառմանը), որի շնորհիվ էմիտերային անցումը բացվում է, և կոլեկտորային շղթայով հոսում է դիֆուզիոն հոսանք: Լուսային հոսքի  մեծացումից մեծանում է էլեկտրոն-խոռոչ զույգերի քանակը, հետևաբար` և  կոլեկտորային հոսանքը:

Ի տարբերություն ֆոտոդիոդի` ֆոտոտրանզիստորում միևնույն լուսային հոսքի դեպքում կոլեկտորային հոսանքը աճում է β անգամ ավելի մեծ չափով:

Արտադրվում են դուրս բերված բազային ելուստով ֆոտոտրանզիստորներ: Բազայի դուրս բերված ելուստով ֆոտոտրանզիստորներում (նկ.2.34ա,բ) ունենք երկու կառավարող ազդանշաններ` լուսային հոսք և բազա-էմիտեր լարում: Բազա-էմիտեր լարման  միացումը հնարավորություն է ընձեռում ավելի փոքր լուսային հոսքերով կառավարել կոլեկտորային հոսանքի մեծությունը: Բացի դրանից, բեռով հոսող հոսանքի կառավարումը կարող է իրականացվել երկու տարբեր շղթաներից` Փ լույսային հոսքի աղբյուրից և մեկ այլ լարման աղբյուրից: Դա մեծացնում է ֆոտոտրանզիստորի ֆունկցիոնալ հնարավորությունները և կիրառման բնագավառները:

Ֆոտոտիրիստորներ: Ֆոտոտիրիստորը տարբերվում է տիրիստորից միայն նրանով, որ կառավարող ելուստը բացակայում է, և պատյանում տեղադրված է ոսպնյակ, որի միջոցով լուսային հոսքն ուղղվում է p₂ կամ n₁ կիսահաղորդիչներին:

Լուսային հոսքի բացակայության դեպքում ֆոտոտիրիստորն աշխատում է դինիստորի ռեժիմում, կառավարող ելուստի բացակայության պատճառով: Միացման լարումն ունի U_մ0 արժեքը (նկ.2.35,բ): Լուսային հոսքի առկայության դեպքում, եթե այն ուղղված է p₂ կիսահաղորդիչին, p₂ - ում գեներացվում են էլեկտրոն - խոռոչ զույգեր: Խոռոչների քանակը p₂-ում աճում է, և p₂-n₂ անցումը ավելի է բացվում: Տիրիստորում տեղի ունեցող հետագա պրոցեսները լրիվ նույն են, ինչ որ կատոդային կառավարման ելուստի առկայության դեպքում:

Լուսային հոսքը n₁ կիսահաղորդչին ուղղելու դեպքում դրանում գեներացվում են էլեկտրոն - խոռոչ զույգեր: Այժմ n₁ -ում ավելանում է էլեկտրոնների քանակը, և p₁-n₁ անցումը ավելի է բացվում: Այնուհետև պրոցեսները շարունակվում են նույն սկզբունքով,  ինչ որ անոդային կառավարումով տիրիստորներում:

Այսպիսով ֆոտոտիրիստորում լուսային հոսքը կատարում է տիրիստորի կառավարող ելուստի դերը: Ընդ որում, կառավարող և կառավարվող շղթաների միջև գալվանական կապը բացակայում է: Ֆոտոտիրիստորի պայմանական նշանը բերված է նկ.2.35գ-ում:

Արտադրվում են նաև սիմետրիկ ֆոտոտիրիստորներ (սիմիստորներ):  

>>

2.6. Օպտոէլեկտրոնային սարքեր

Օպտոէլեկտրոնային սարքերը բաղկացած են լույսի աղբյուրից և լույսի ընդունիչից: Դրանք կոչվում են նաև օպտոզույգեր (օպտրոններ): Օպտոզույգերում մուտքային և ելքային ազդանշաններն էլեկտրական մեծություններ են, որոնց միջև գալվանական կապ գոյություն չունի: Որպես լույսի աղբյուր կարող են օգտագործվել ճառագայթող դիոդներ կամ կիսահաղորդչային լազերներ: Մեծ կիրառություն են գտել ինֆրակարմիր ճառագայթող դիոդները, շնորհիվ կառավարման պարզ սխեմայի և օգտակար գործողության գործակցի մեծ արժեքի: Լույսի ընդունիչները ֆոտոէլեկտրոնային սարքեր են` ֆոտոդիոդներ, ֆոտոտրանզիստորներ, ֆոտոտիրիստորներ և այլն:

Ճառագայթիչ  դիոդները  կիսահաղորդիչային  դիոդներ  են, որոնք p-n անցումից ճառագյթում են լուսային քվանտներ (Նկ.2.35ա): Լուսային ճառագայթները արտաքին միջավայր են անցնում դիոդի պատյանում տեղադրված լուսաթափանցիկ ապակյա թիթեղից: Ճառագայթիչ դիոդները բաժանվում են երկու խմբի` տեսանելի հաճախությունների միջակայքում ճառագայթող դիոդներ, որոնք կոչվում են լուսադիոդներ, և ինֆրակարմիր հաճախությունների միջակայքում  ճառագայթող դիոդներ (ԻԿ դիոդներ): Այս դիոդների աշխատանքը հիմնված է p-n անցումով ուղիղ ուղղությամբ հոսանքի անցման ժամանակ լիցքակիր մասնիկների ինքնառեկոմբինացիայով, որի դեպքում անջատվում են լուսային քվանտներ: Ճառագայթվող հաճախությունների միջակայքը որոշվում է կիսահաղորդչի տեսակով:

Լուսադիոդների պատրաստման համար հիմնականում օգտագործվում են գալիումի ֆոսֆիդ, գալիումի արսենիդ ֆոսֆիդ: Դրանց օ.գ.գ.-ն չի գերազանցում 10…20% մեծությունը:

ԻԿ դիոդների պատրաստման համար օգտագործվում են գալիումի արսենիդ կամ գալիումի ֆոսֆիդ:

Օպտոզույգերը արտադրվում են ինտեգրալ միկրոսխեմայի տեսքով: Դրանց նշանակումները էլեկտրական սխեմաներում  պատկերված են նկ. 2.36բ,գ,դ-ում:

Նկ.2.37-ում բերված է ինտեգրալային օպտօռելեի սկզբունքային սխեման: Օպտօռելեները տարբերվում են հիմնականում դրանցում օգտագործված բանալու սխեմայով: Օգտագործվում են տիրիստորներով, երկբևեռ և դաշտային տրանզիստորներով բանալիներ: Համեմատաբար լավ պարամետրերով առանձնանում են դաշտային տրանզիստորներով բանալիներով օպտօռելեները, որոնք կիրառվում են ուժային շղթաներում որպես ուժային բանալի:

Ուժային բանալին կազմված է n հոսքուղով մետաղ-օքսիդ-կիսահաղորդիչ տեսակի իրար հաջորդաբար և հանդիպակաց միացված տրանզիստորներից: Տրանզիստորները կառավարվում են մի քանի հաջորդաբար միացված ֆոտոդիոդներից, որոնք աշխա տում են պարապ ընթացքում աշխատող ֆոտոէլշուի աղբյուրի ռեժիմում: Լուսավորման դեպքում դրանցից յուրաքանչյուրը ձևավորում է մեկ վոլտ լարում: Ֆոտոդիոդների ելքային լարումներով տրանզիստորները բացվում են և մուտքային շղթան միացնում բեռին: Երկու տրանզիստորների միացումը բանալու սխեմայում մեծացնում է բաց վիճակում բանալու դիմադրությունը, սակայն դա ապահովում է բանալու փակ վիճակում բարձր թույլատրելի առավելագույն լարում:

 Ֆոտոդիոդները կառավարվում են լուսադիոդին տրված I_կ կառավարման հոսանքով:

Նշված կառուցվածքով օպտօռելեի օրինակ է երկու կապուղով TLV 422 մակնիշի օպտօռելեն: Այն կարող է ապահովել երկբևեռ մինչև 400Վ լարման միացումը և անջատումը: Կառավարման հոսանքի 5 մԱ արժեքի դեպքում բաց վիճակում բանալու դիմադրությունը 20 Օմ է: Կորստի հոսանքները բանալու փակ վիճակում չեն գերազանցում 1մԱ մեծությունը (անալոգային ազդանշանի դեպքում այն փոքր է 1 նԱ-ից):

>>

2.7. Ինտեգրալ միկրոսխեմաներ

Ինտեգրալ միկրոսխեմաները մեծ թվով պասիվ և ակտիվ տարրեից ու դրանց որոշակի օրենքով միացման հաղորդալարերից բաղկացած միկրոէլեկտրոնային սարքեր են, որոնք կիրառվում են էլեկտրական ազդանշանների որոշակի ֆունկցիայով ձևափոխման, մշակման և հիշելու նպատակով:

Ինտեգրալ միկրոսխեմաները պատրաստվում են կամ պինդ մարմնում կամ դրա մակերեսին: Առաջին դեպքում սխեմայի բոլոր տարրերը (ռեզիստորներ, կոնդենսատորներ, ինդուկտիվություններ, դիոդներ, տրանզիստորներ և այլն) և դրանց միացման հաղորդալարերը ձևավորվում են  կիսահաղորդիչային թիթեղում: Այդ միկրոսխեմաները կոչվում են կիսահաղորդչային:

Երկրորդ դեպքում, բացի ինտեգրալ սխեմայի ակտիվ տարրերից (դիոդներից և տրանզիստորներից), մնացած բոլոր տարրերը  ձևավորվում են մեկուսիչ թիթեղի (տակդիր) մակերեսին, ամորֆ թաղանթի տեսքով, որն իրականացնում է անհրաժեշտ  պասիվ տարրերի գործառույթը: Ակտիվ տարրերն ամրացվում են մեկուսիչ թիթեղին և զոդվում թաղանթի համապասխան մասերին: Այս միկրոսխեմաները կոչվում են հիբրիդային:

Մեծ կիրառություն են գտել կիսահաղորդչային միկրոսխեմաները, որոնցով հնարավոր է նախագծել և պատրաստել շատ բարդ սխեմայով էլեկտրոնային սարքեր, ապահովելով փոքր չափսեր և ցածր ինքնարժեք:

Կիսահաղորդիչային միկրոսխեմաներում ինդուկտիվություններ և տրանսֆորմատորներ չեն օգտագործվում դրանց ստացման եղանակների բացակայության պատճառով: Այս միկրոսխեմաներում ռեզիստորները և կոնդենսատորները իրականացվում են p-n անցման դիմադրության և ունակության միջոցով: Դա ապահովում է տրանզիստորների, դիոդների, ռեզիստորների և կոնդենսատորների պատրաստումը մեկ ընդհանուր տեխնալոգիական գործընթացով ինտեգրալ միկրոսխեմայի պատրաստման ժամանակ:

Հիբրիդային միկրոսխեմաները կիրառվում են առանձնահատուկ դեպքերում, երբ պահանջվում են ոչ ստանդարտ պարամետրերով տարրեր, օրինակ ինչպիսիք են շատ բարձր դիմադրություններով ռեզիստորներ ու մեծ ունակություններով կոնդենսատորներ, որոնց ճշգրտությունն ապահովելը հնարավոր չէ, կամ հզոր դիոդներ և տրանզիստորներ, ինչպես նաև շատ բարդ սխեմաներ:

Կիսահաղորդչային ինտեգրալ միկրոսխեմաները բաժանվում են հիմնականում երկու խմբի` երկբևեռ տրանզիստորներով և դաշտային տրանզիստորներով միկրոսխեմաների: Երկբևեռ տրանզիստորներով  միկրոսխեմաներում հիմնական տարրը n-p-n տրանզիստորն է, իսկ դաշտային տրանզիստորներով միկրոսխեմաներում` ՄՄԿ (մետաղ-մեկուսիչ-կիսահաղորդիչ) տրանզիստորը: Արտադրվում են նաև երկբևեռ և դաշտային տրանզիստորների կիրառումով միկրոսխեմաներ:

Կախված  ինտեգրալ  միկրոսխեմայում  օգտագործված  տարրերի (մեծ մասամբ տրանզիստորների) քանակից` տարբերում են ցածր, մի ջին,  բարձր և գերբարձր ինտեգրացման աստիճանով ինտեգրալ միկրոսխեմաներ (ԻՍ): Ինտեգրացման աստիճանը գնահատվում է ինտեգրացման K=lgN  գործակցով, որտեղ N-ը միկրոսխեմայում օգտագործված տարրերի թիվն է: K ≤ 1 (N ≤ 10) դեպքում միկրոսխեման կոչվում է  ցածր ինտեգրացայի ( ՑԻՍ ), 1 < K ≤ 2 (10 < N ≤ 100) դեպքում` միջին ինտեգրացիայի (ՄԻՍ), 2 < K ≤ 3 (100 < N ≤ 1000) դեպքում`  բարձր և  K > 3 (N > 1000) դեպքում` գերբարձր ինտեգրացիայի (ԲԻՍ):

Կիսահաղորդչային պարզագույն միկրոսխեմայի (բաղկացած VD դիոդից, R ռեզիստորից, VT տրանզիստորից և C կոնդենսատորից) էլեկտրական և կառուցվածքային սխեմաները բերված են նկ.2.37,ա, բ-ում համապատասխանաբար: Սխեմայում, որպես կիսահաղորդչային բյուրեղ, օգտագործված է Si(p) կիսահաղորդիչը: Ելուստները (1, 2, 3, 4, 5) մետաղից են (Al), որոնք իրարից մեկուսացված են SiO₂ -ով: VD դիոդը իրականացված է առաջին n-p-n տրանզիստորի կոլեկտորային անցման միջոցով: Տրանզիստորի էմիտերը և բազան միացված են իրար և դուրս բերված 1 ելուստը ծառայում է որպես դիոդի անոդ: Կոլեկտորի ելուստը, որը հանդիսանում է դիոդի կատոդը, միացված է R ռեզիստորի մի ծայրին և VT տրանզիստորի (երկրորդ  n-p-n) բազային: R ռեզիստորը պատրաստված է p կիսահաղորդչի  շերտով, որի երկրորդ ծայրը դուրս է բերված 2 ելուստի միջոցով: VT-ի էմիտերն է 3-ը, կոլեկտորը` 4 դուրս բերված ելուստները: VT-ի կոլեկտորը միացված է C կոնդեսատորի մի ծայրին: Վերջինս կազմված է մետաղյա թիթեղներից և դրանց միջև գտնվող մեկուսչից: Կոնդեսատորի երկրորդ ծայրը դուրս է բերված որպես 5 ելուստ:

Հարկ է նշել, որ ինտեգրալ միկրոսխեմայի տեսքով պատրաստվում են ինչպես անալոգային, այնպես էլ իմպուլսային և թվային տարբեր նշանակության էլեկտրոնային շղթաներ:

Դիսկրետ տարրերով պատրաստված շղթաների փոխարինումը ինտեգրալ միկրոսխեմաներով զգալի չափով բարձրացնում է շղթաների հուսալիությունը (բացակայում են տարրերի հպակային միացումները), փոքրացնում դրանց չափսերը (բացակայում են տարրերի  միացման հաղորդալարերը և պատյանները), և իջեցնում ինքնարժեքը (շնորհիվ մոնտաժային և հավաքման գործառույթների բացակայության ):  

>>

Ստուգողական հարցեր

 1. Ի՞նչ է p - n անցումը և ի՞նչպես է այն ձևավորվում:

2. Ո՞ր կիսահաղորդիչային սարքերում են օգտագործվում p - n անցումները:

3. Կարո՞ղ են ստաբիլիտրոնները միացվել ա) հաջորդաբար  բ) զուգահեռ:

4. Բացադրեք կիսահաղորդչային դիոդի ուղղիչային հատկությունը, գծեք դիոդի վոլտամպերային բնութագիծը:

5. Թվարկել դիոդի պարամերերը:

6. Ո՞րն է երկբևեռ տրանզիստորի աշխատանքի սկզբունքը:

7. Գծել երկբևեռ տրանզիստորի փոխարինման սխեման միջին  հաճախությունների տիրույթում:

8. Երկբևեռ տրանզիստորի միացման ի՞նչ սխեմաներ գիտեք:

9. Գծել բաղադրյալ տրազիստորի սխեման, որոշեք դրա պարամետրերը:

10.Թվարկել դաշտային տրանզիստորների տեսակները:

11. Բացատրել p-n անցումով կառավարումով դաշտային տրանզիստորի աշխատանքի սկզբունքը:

12. Կազմել p-n անցումով կառավարումով դաշտային տրանզիստորի փոխարինման սխեման :

13. Գծել  p-n անցումով կառավարումով դաշտային տրանզիստորի փոխարինման սխեման:

14. Մեկուսացված փականով ի՞նչպիսի տրանզիստորներ գիտեք:

15. Բացատրել ներսդրված հոսքուղիով դաշտային տրանզիստորի աշխատանքը:       

16. Ո՞րն է ինդուկցված հեսքուղիով դաշտային տրանզիստորի  առանձնահատկությունները:

17. Ինչպիսի քառաշերտ կիսահաղորդիչային սարքեր գիտեք:

18. Ո՞րն է տիրիստորի և տրանզիստորի տարբերությունը:

19. Բացտրել դինիստորի աշխատանքը:

20. Գծել տիրիստորի բնութագիծը, բացատրեք աշխատանքը:

21. Ի՞նչ է սիմիստորը:

22. Ո՞րոնք են Ֆոտոէլեկտրոնային սարքերը:

23. Բացատրել Ֆոտոդիոդի աշխատանքը:

24. Ո՞րոնք են Ֆոտոտրանզիստորի առավելությունները Ֆոտոդիոդի համեմատ:

25. Դուրս բերված բազային ելուստով Ֆոտոտրանզիստորը  ի՞նչ հնարավորություններ է ապահովում:

26. Գծել Ֆոտոռելեյի սխեման, բացատրեք աշխատանքի սկզբունքը հատային ապրանքների հաշվարկման օրինակով: 

27. Ի՞նչպիսի օպտոէլեկտրոնային սարքեր գիտեք:

28. Բացատրել դիոդա- տրանզիստորային օպտրոնի աշխատանքը:

29. Ո՞րն է  մեկուսացված փականով երկբևեռ տրանզիստորների ստեղծման անհրաժեշտությունը:

30. Ի՞նչ է ինտեգրալ միկրոսխեման:

31. Թվարկել ինտեգրալ միկրոսխեմաների տեսակները:  

>>

3. ԷԼԵԿՏՐԱԿԱՆ  ԱԶԴԱՆՇԱՆԻ  ՈՒԺԵՂԱՐԱՐՆԵՐ

Էլեկտրական ազդանշանի ուժեղարարները մեծ կիրառություն  են գտել ավտոմատիկայում, հաշվիչ տեխնիկայում, ինֆորմացիոն չափիչ համակարգերում, կապի և արդյունաբերության տարբեր բնագավառներում:

Ուժեղարարներն օգտագործվում են մուտքային ազդանշանի հզորության մեծացման նպատակով: Ուժեղարարն ակտիվ քառաբևեռ է, որի մուտքային ելուստների միջև միացվում է ուժեղացվող ազդանշանի Eգ լարման աղբյուրը` իր Rգ ներքին դիմադրությամբ, իսկ ելքային ելուստների միջև` Rբ բեռը (նկ.3.1):     

Հզորության  մեծացումը ուժեղարարի բեռի վրա կատարվում է E սնման լարման  աղբյուրի էներգիայի հաշվին: Մուտքային փոքր հզորության  ազդանշանը  կառավարում է էներգիայի փոխանցումը սնման աղբյուրից բեռին: 

Ուժեղարարը որպես քառաբևեռ, օժտված է R_մ մուտքային և R_ե ելքային դիմադրություններով: Rբ բեռի նկատմամբ այն կարելի է ներկայացնել  Eգ լարման գեներատորով (նկ.3.1,ա) կամ  I հոսանքի  գեներատորով  (նկ.3.1,բ)

Ըստ կառուցվածքի ուժեղարարը կարող է ունենալ մեկ կամ մի քանի մուտքեր և ելքեր: Նկ.3.2ա,գ-ում բերված են մեկ մուտքով և մեկ ելքով ուժեղարարների նշանակումները, իսկ նկ.3.2բ,դ-ում` երկու մուտքով և երկու ելքով ուժեղարարների նշանակումները: Ուժեղարում մուտքային և ելքային լարումների միջև փուլային շեղումը կարող է չլինել, կամ կազմել 180<sup>0</sup>: Առաջին դեպքում ուժեղարարը կոչվում է չշրջող (նկ.3.2ա,գ), երկրորդ դեպքում` շրջող (նկ.3.1բ,դ): Շրջող մուտքը պատկերվում է շրջանագծով: Որոշ դեպքերում, շրջող մուտքը պատկերվում է « - » նշանով, իսկ չշրջող մուտքը`«+» նշանով:

>>

3.1.Ուժեղարարների դասակարգումը

Ըստ կիրառման բնագավառի և ելքային ու բեռի դիմադրությունների առնչության` ուժեղարարները  բաժանվում են երեք խմբի` լարման, հոսանքի և հզորության: Լարման ուժեղարարների R_ե ելքային դիմադրությունը շատ փոքր է բեռի R_բ դիմադրությունից: Հոսանքի ուժեղարարներում R_ե ելքային դիմադրությունը շատ մեծ է բեռի R_բ դիմադրությունից: Հզորության ուժեղարարներում այդ դիմադրությունները միևնույն կարգի են (R_ե≈ R_բ):

Ըստ ուժեղարարում ուժեղացվող ազդաշանի տեսքի` տարբերում են հարմոնիկ և իմպուլսային ազդանշանի ուժեղարարներ: Հարմոնիկ ազդանշանի ուժեղարարները կիրառվում են երբ ազդանշանը փոփոխվում է ուժեղարարում անցողիկ երևույթներից ավելի դանդաղ: Իմպուլսային ուժեղարարներում ազդանշանի փոփոխման արագությունը շատ մեծ է, և անցողիկ երևույթները չպետք է աղավաղեն ազդանշանի տեսքը:

Մուտքային ազդանշանի հաճախության փոփոխման տիրույթի մեծությունից կախված` տարբերում են հաստատուն և փոփոխական հոսանքի ուժեղարարներ: Հաստատուն հոսանքի ուժեղարարները ուժեղացնում են զրոյից մինչև որոշակի սահմանային բարձր հաճախության ազդանշաններ (0≤ f ≤ fսբ), իսկ փոփոխական հոսանքի ուժեղարարները` որոշակի սահմանային ցածր հաճախությունից (fսց) մինջև որոշակի սահմանային բարձր (fսբ) հաճախության ազդանշանները (fսց ≤f ≤ fսբ): fսբ - fսց = ∆f մեծությունը կոչվում է հաճախությունների թողանցման շերտ: Կախված fսբ և fսց արժեքներից` փոփոխական հոսանքի ուժեղարարները բաժանվում են հետևյալ խմբերի` ցածր, բարձր, լայնաշերտ և ընտրողական ուժեղարարներ: Ցածր հաճախության ուժեղարարների հաճախությունների թողանցման շերտը գտնվում է միավորից մինչև  հարյուրավոր կհերցերի միջակայքում: Բարձր հաճախության ուժեղարարներում այն ընդունում է հարյուրավորներից  մինչև հազարավոր ՄՀց արժեքներ: Լայնաշերտ ուժեղարարներում այն ընդունում է տասնյակ կհերցերից մինչև հարյուրավոր ՄՀց արժեքներ: Ընտրողական ուժեղարարներն ունեն հաճախությունների  թողանցման շատ նեղ շերտ:

Պարզագույն կառուցվածքով ուժեղարարը կոչվում է ուժեղարար կասկադ: Մեծ ուժեղացում ապահովելու նպատակով մի քանի կասկադներ միացվում են հաջորդաբար և ուժեղարարը  կոչվում է բազմակասկադ: Կապը կասկադների, ինչպես  նաև  մուտքային ազդանշանի աղբյուրի և ուժեղարարի մուտքի,  բեռի և ուժեղարարի ելքային շղթայի միջև կարող է իրականացվել անմիջաբար (առանց լրացուցիչ շղթայի), ունակության կամ էլ տրանսֆորմատորի միջոցով: Առաջին դեպքում ուժեղարարը կոչվում է անմիջական կապով, երկրորդ դեպքում`ունակային կամ RC կապով, երրորդ դեպքում`տրանսֆորմատորային կապով: Անմիջական կապը կիրառվում  է ինչպես հաստատուն, այնպես էլ փոփոխական  հոսանքի  ուժեղարարներում, իսկ ունակային և տրանսֆորմատորային կապերը` փոփոխական  հոսանքի  ուժեղարարներում:

>>

3.2. Ուժեղարարների հիմնական պարամետրերը և բնութագծերը

Ուժեղարարի որակական և քանակական հատկությունները բնորոշվում են իր պարամետրերով ու բնութագծերով: Ուժեղարարի հիմնական պարամետրերն են` ուժեղացման գործակիցը, հաճախությունների բաց թողմնան շերտը, մուտքային և ելքային դիմադրությունները, ելքային հզորությունը, ուժեղացվող ազդանշանի տեսքի աղավաղման աստիճանը և այլն:

Ուժեղացման գործակից: Ուժեղացման գործակիցը գնահատվում է ուժեղարարի ելքային և մուտքային ազդանշանների հարաբերությամբ: Ըստ այդ ազդանշանների բնույթի լինում են`     

լարման ուժեղացման

հոսանքի ուժեղացման

հզորության ուժեղացման   

Ուժեղացման գործակիցը չափման միավոր չունի: Որոշ  դեպքերում այն արտահայտում են լոգարիթմական միավորներով` դեցիբելերով (դԲ)

Որոշենք բազմակասկադ ուժեղարարի ուժեղացման գործակիցը առանձին կասկադների ուժեղացման գործակիցների միջոցով: Ենթադրենք  բազմակասկադ ուժեղարարը բաղկացած է N թվով կասկադներից (նկ.3.3): Ուժեղարարի i-րդ կասկադի ուժեղացման գործակիցը կարտահայվի հետևյալ հավասարումով

Օգտվելով նկ. 3.3-ից` կասկադների ուժեղացման գործակիցների համար կարող ենք գրել`

Բազմակասկադ  ուժեղարարի  ուժեղացման  գործակիցը կլինի`                                     

Բազմապատկելով իրար կասկադների ուժեղացման գործակիցները` կստանանք `                                           

Ստացված հավասարումից եզրակացնում ենք, որ բազմակասկադ ուժեղարարի ուժեղացման գործակիցը հավասար է դրա մեջ մտնող կասկադների ուժեղացման գործակիցների արտադրյալին: Այդ եզրակացությունը  ճշգրիտ է նաև հոսանքի և հզորության ուժեղացման գործակիցների համար: Լոգարիթմելով (3.4) հավասարումը և բազմապատկելով այն 2O-ով` կստանանք, որ լոգարիթմական միավորներով  արտահայտման դեպքում բազմակասկադ ուժեղարարի  ուժեղացման գործակիցը հավասար է կասկադների ուժեղացման գործակիցների գումարին`

Օգտակար գործողության գործակից: Հզորության ուժեղարարներում կարևոր պարամետր է նաև օգտակար  գործողության գործակիցը (օ.գ.գ.): O.գ.գ. - ն որոշվում է ուժեղարարի ելքից բեռին տրված օգտակար Pբ և սնման աղբյուրներից ծախսված  Pլ լրիվ հզորության հարաբերությամբ`

Հաճախությունների թողանցման շերտ: Ուժեղարարներում օգտագործվում են տրանզիստորներ և ռեակտիվ տարրեր: Մուտքային ազդանշանի հաճախության փոփոխումից  փոփոխվում են ռեակտիվ տարրերի X_C=1/ωc, X_L=ωL դիմադրությունները, դրանց վրայի լարման անկումները և ելքային լարումների փուլային շեղման մեծությունները: Արդյունքում հաճախության  փոփոխությունից փոփոխվում է ուժեղաարի ուժեղացման գործակիցը:

Աշխատանքային հաճախությունների տիրույթը, ուր ուժեղացման գործակիցը չի փոքրացել իր առավելագույն արժեքի  մեծությունից, կոչվում է ուժեղարարի հաճախությունների  թողանցման շերտ: Ուժեղարարի ուժեղացման գործակցի K_u(ω) մոդուլի և հաճախության առնչությունը կոչվում է ամպլիտուդա-հաճախական բնութագիծ (ԱՀԲ): Այդ բնութագիծը հաճախ կառուցում են լոգարիթմական միավորներով և այն կոչվում է լոգարիթմական ամպլիտուդա-հաճախական  (ԼԱՀԲ): ԱՀԲ-ի և ԼԱՀԲ-ի օրինակներ պատկերված է նկ.3.4ա,բ-ում: Բնութագծերում Ku0–ն    ուժեղացման գործակցի առավելագույն արժեքն է: Հաճախությունների թողանցման շերտը որոշվում է ԱՀԲ-ի վրա տանելով 0.707Ku0 մակարդակով հորիզոնական գիծ: Վերջինիս բնութագծի հետ հատման կետերից որոշում են աշխատանքային սահմանային ցածր ω_սց և բարձր ω_սբ հաճախությունները:

Հաճախությունների թողանցման շերտը կլինի ∆ω = ω_սբ - ω_սց  կամ ∆f = f_սբ - f_սց մեծությունը: ԼԱՀԲ-ի դեպքում բացթողման շերտում ուժեղացման գործակիցը, արտահայտված դԲ-ով, փոքրանում է 3 դԲ - ով:

 Տարբեր Ku0–ներ ունեցող ուժեղարարների ԱՀԲ-ների համեմատման նպատակով, դրանք չափորոշվում են, արտահայտելով հարաբերական N_u(ω) = K_u(ω) / K_u0 մեծություններով: Որպես օրինակ նկ.3.5ա,բ–ում բերված են հաստատուն և փոփոխական հոսանքի ուժեղարարների չափորաշված ԱՀԲ - երը:

Բացի վերոհիշյալ բնութագծերից,  կիրառվում են նաև ամպլիտուդային և անցողիկ բնութագծերը: Ամպլիտուդային բնութագիծը մուտքային և ելքային ազդանշանների առաջին հարմոնիկների ամպլիտուդային արժեքների կապն է (նկ.3.6,ա): Անցողիկ բնութագիծը ուժեղարարի ելքային ազդանշանի ժամանակային փոփոխությունն է, երբ նրա մուտքում կիրառված է  թռիչքաձև փոփոխվող ազդանշան (նկ.3.6,բ): Ամպլիտուդային բնութագիծը տեսականորեն ուղիղ գիծ է, բայց իրականում ուժեղարարում ոչ գծային բնութագծերով տարրերի առկայության հետևանքով դառնում է ոչ գծային:

Անցողիկ բնութագիծը հնարավորություն է տալիս որոշելու ազդանշանի հաստատման t_հ ժամանակը և ելքային լարման ∆U_եառ. գերաճը: Ուժեղարարում ռեակտիվ տարրերի պատճառով մուտքային ազդանշանի թռիչքաձև փոփոխությունների դեպքում ելքային ազդանշանը թռիչքաձև փոփոխվել չի կարող, որի հետևանքով ելքում լարումը հաստատվում է որոշակի t_ա աճի ժամանակահատվածի ընթացքում: Այն գնահատվում է ելքային լարման հաստատված արժեքի 0,1...0,9 մակարդակներով:

Ելքային լարման հաստատման գործընթացը կարող է իրականա տատանողական տեսքով: Այդ դեպքում շատ կարևոր է հաստատված արժեքից առավելագույն շեղման մեծությունը, որը և կոչվում է ելքային լարման գերաճ (∆U_եառ): 

Մուտքային և ելքային դիմադրություններ: Մուտքային և ելքային դիմադրություններն ուժեղարարի կարևոր պարամետրերից են: Դրանց մեծություններն անհրաժեշտ է հաշվի առնել մուտքային ազդանշանի աղբյուրի ներքին և ուժեղարարի մուտքային  դիմադրության,  ինչպես նաև, ուժեղարարի ելքային և բեռի դիմադրությունների համաձայնեցման ժամանակ: Այդ դիմադրությունները կոմպլեքս մեծություններ են և կախված են հաճախությունից: Գործնական հաշվարկների  ժամանակ օգտագործվում  են այդ դիմադրությունների ակտիվ բաղադրիչները: Դրանք են` 

որտեղ U_2պ – ն ելքում պարապ ընթացքի լարումն է (R_բ = ∞), I_2կ – ն` կարճ միացման հոսանքը:

>>

3.3. Աղավաղումներն ուժեղարարներում

Ուժեղարարի որակական կարևոր հատկանիշներից է ուժեղացվող ազդանշանի տեսքի ճշգրիտ պահպանումը ելքում:

Տեսականորեն ուժեղարարի ելքային ազդանշանը պետք է նույնությամբ կրկնի մուտքային ազդանշանի տեսքը: Սակայն ռեակտիվ և ոչ գծային բնութագծերով տարրերի առկայությունը հանգեցնում է մուտքային և ելքային ազդանշանների տեսքերի տարբերության:Այդ տարբերությունը կոչվում է ազդանշանի աղավաղում: Եթե ուժեղացման ժամանակ  ազդանշանի  տեսքը  պահպանվել է, բայց ելքային ադանշանը Δt ժամանակով շեղվել է մուտքային ազդանշանի նկատմամբ, ուրեմն այդ ազդանշանը ուժեղացվել է առանց աղավաղումների:

Առանց աղավաղումների ուժեղացման պայմանը հետևյալն է`     

Աղավաղումներն ուժեղարարներում  բաժանվում  են  երկու խմբի` գծային և ոչ գծային աղավաղումներ: Ոչ գծային աղավաղումների առաջացման պատճառն ուժեղարարում ոչ գծային բնութագծերով  տարրերի առկայությունն է (տրանզիստորներ, տրանսֆորմատորներ): Նկ.3.7-ում պատկերված է տրանզիստորի մուտքային բնութագծի ոչ գծայնության պատճառով բազային հոսանքի աղավաղման երևույթը: Տրանզիստորի մուտքում սինուսոիդային լարման դեպքում բազային հոսանքը փոփոխվում է ոչ սինուսոիդային օրենքով, հետևաբար կոլեկտորային հոսանքը և ելքային լարումը նույնպես կփոփոխվեն ոչ սինուսոիդային օրենքով: Ոչ գծային աղավաղման պատճառով ուժեղարարի ելքային ազդանշանը, բացի մուտքային ազդանշանի հաճախությունից,  պարունակում է նաև այլ հաճախության տատանումներ: Ազդանշանի առաջին հարմոնիկը ուժեղացվող ազդանշանն է, իսկ մնացած հարմոնիկները աղավաղման արդյունք են: Ոչ գծային աղավաղումները քանակապես գնահատվում են ոչ գծային աղավաղման գործակցով: Ոչ գծային աղավաղման գործակիցը  որոշվում  է հետևյալ արտահայտությամբ`

որտեղ P_i, U_i, I_i մեծությունները ելքային ազդանշանում i -րդ հարմոնիկի հզորության, լարման և հոսանքի արժեքներն են:

Օգտագործվում է նաև հարմոնիկների գործակից հասկացությունը, որը որոշվում է հետևյալ արտահայտությամբ`                                               

Հաշվարկների ժամանակ այդ  հավասարումները կիրառելիս հաշվի  են առնվում միայն երկրորդ և երրորդ հարմոնիկները, քանի որ ազդանշանում ավելի բարձր հարմոնիկներն ունեն փոքր հզորություն: Բազմակասկադ ուժեղարարներում K_ոչգ և K_հ գործակիցները որոշվում են կասկադների համապատասխան գործակիցների գումարով`

Ոչ գծային աղավաղումները կախված են մուտքային ազդանշանի ամպլիտուդից: Ազդանշանի հաճախության փոփոխությունը ոչ գծային աղավաղումներ չի առաջացնում: Առավելագույն ոչ գծային աղավաղումներն առաջանում են ելքային կասկադներում, որտեղ մուտքային ազդանշանի ամպլիտուդը մեծ է: Մուտքային ազդանշանի առավելագույն մեծությունը սահմանափակվում է ոչ գծային աղավաղումների մակարդակով, ըստ այդմ ուժեղարարի աշխատանքը բնորոշվում է ևս մեկ պարամետրով, որը կոչվում է մուտքային ազդանշանի փոփոխման դինամիկ միջակայք`

Մուտքային ազդանշանի առավելագույն U_մառ. արժեքը սահմանափակվում է ոչ գծային աղավաղումների մակարդակով, իսկ նվազագույն U_մնվ.  արժեքը`  աղմուկների մակարդակով:

Գծային աղավաղումները պայմանավորված են ուժեղարարում օգտագործված տրանզիստորների h_21է փոխանցման գործակցի և ռեակտիվ տարրերի դիմադրությունների հաճախական փոփոխություններով: Գծային աղավաղումների մակարդակը կախված չէ մուտքային ազդանշանի ամպլիտուդից: Այն կախված է միայն մուտքային ազդանշանի հաճախությունից:

Ուժեղարարում գծային աղավաղումները բացակայում են, եթե ուժեղարարի ամպլիտուդա-հաճախական բնութագիծը որոշվում է արտահայտությամբ:

Գծային աղավաղումները գնահատվում են հաճախական աղավաղուման M գործակցով, որը որոշվում է միջին հաճախությունների դեպքում ուժեղացման Ku0 և  f  հաճախության դեպքում  Kuf  գործակիցների  հարաբերությամբ`

Սովորաբար, հաճախական աղավաղման գործակիցը որոշում են սահմանային ցածր fսց և բարձր fսբ հաճախությունների դեպքում: Սահմանային համարվում են այն հաճախությունները, որոնց դեպքում  ուժեղացման գործակիցը նվազում է մինչև արժեքը `

Բազմակասկադ ուժեղարարներում հաճախական աղավաղումների գործակիցը որոշվում է կասկադների հաճախական աղավաղման գործակիցների արտադրյալով`

Ուժեղարարներում, ըստ կիրառման բնագավառի, սահմանային հաճախությունները տարբեր արժեքներ ունեն: Ուժեղարարի աշխատանքային հաճախական  թողանցման  որոշվում է fսբ - fսց մեծությամբ, որը կոչվում է ուժեղարարի հաճախական թողանցման շերտ:

Ըստ հաճախական թողանցման շերտի լայնության ուժեղարարները բաժանվում են երկու խմբի` լայնաշերտ և ընտրողական:  Լայնաշերտ ուժեղարարներում fսբ >> fսց, իսկ ընտրողական ուժեղարարներում fսց-ն մոտ է fսբ-ին: Հաստատուն հոսանքի ուժեղարարներում fսց-ն ձգտում է զրոյի, իսկ բարձր հաճախական ուժեղարարներում fսբ-ն  ձգտում  է անսահմանության:

Գծային աղավաղումների մեկ այլ բաղադրիչ են փուլային  աղավաղումները: Փուլային աղավաղումները չեն ազդում ազդանշանի հաճախական բաղադրության և հարմոնիկների ամպլիտուդների առնչության վրա, այլ առաջացնում են  ելքային ազդանշանի տեսքի փոփոխություն շնորհիվ` տարբեր հարմոնիկների ուժեղացման ընթացքում առաջացած տարբեր փուլային շեղումների:

Որոշենք այն պայմանը, որի դեպքում փուլային աղավաղումները բացակայում են: Մուտքային ազդանշանի հարմոնիկները նկարագրվում են հետևյալ հավասարումով`

Ուժեղացումից հետո կստանանք`

Ենթադրենք`  , որտեղ ∆t - ն հաստատուն է: Այդ պայմանի դեպքում կստանանք`                                                                        

Վերջին հավասարումը ցույց է տալիս, որ ուժեղարարում փուլային աղավաղումները բացակայում են, եթե փուլային շեղումները հաճախությունից կախված են գծային օրենքով:

>>

3.4. Ուժեղարարների մաթեմատիկական նկարագրությունը

Ուժեղարարի փոխանցման Ֆունկցիան

Ուժեղարարների ուսումնասիրման և անհրաժեշտ պարամետրերով նոր ուժեղարարների սինթեզման ժամանակ օգտագործվում է ուժեղարարի մաթեմատիկական նկարագրությունը` մաթեմատիկական մոդելը: Սովորաբար ուժեղարաներում օգտագործվող տարրերն ունեն ոչ գծային բնութագծեր, և դրանց պարամետրերը կախված են ժամանակից ու շահագործման արտաքին պայմաններից: Սակայն գործնական մի շարք խնդիրներում այդ գործոններով կարող է անտեսվել և ուժեղարարը դիտարկվել որպես գծային անընդհատ գործողության սարք: Այդ դեպքում ուժեղարարի մաթեմատիկական մոդելի կազմման համար կարող է օգտագործվել հաստատուն գործակիցներով դիՖերենցիալ հավասարումների համակարգը:  

Ուժեղարարի մաթեմատիկական մոդելը օպերատորային տեսքով կարող է նկարագրվել հետևյալ դիֆերենցիալ հավասարումով`

որտեղ u_ե, u_մ - ն ելքային և մուտքային լարումների ակնթարթային արժեքներն են,  a_i, b_i - ն` հաստատուն գործակիցներ են և որոշվում են ուժեղարարում օգտագործված տարրերի (օրինակ` R,C,L ) պարամետրերի գումարով ու արտադրյալով:

Ուժեղարարի փոխանցման ֆունկցիան կլինի`

Փոխանցման ֆունկցիայի համարիչի ու հայտարարի բազմանդամները արտահայտելով արտադրիչներով` կստանանք                                                                 

որտեղ k, f. d  մեծությունները կախված են դիֆերենցիալ հավասարման m և n գործակիցներից և k ≤ m, d ≤ f ≤ n :

(3.17) - ից եզրակացնում ենք, որ յուրաքանչյուր ուժեղարարի փոխանցման ֆունկցիա կարող է ներկայացվել մի քանի պարզ փոխանցման ֆունկցիաների արտադրյալով: Այդ դեպքում յուրաքանչյուր պարզ փոխանցման ֆունկցիա իրականացնելով համապատասխան տիպային օղակով (շղթայով)` հնարավոր է ցանկացած ուժեղարար ներկայացնել մի քանի տիպային օղակների կասկադային միացումով: 

>>

3.5. Ուժեղարարների հաճախական բնութագծերը

Ուժեղարարի հաճախական հատկությունները նկարագրվում են ամպլիտուդափուլային բնութագծով: Ամպլիտուդա-փուլային բնութագիծը կարող ենք որոշել ուժեղարարի փոխանցման ֆունկցիայում փոխարինելով p = jω-ով

որտեղ     փոխանցման ֆունկցիայի իրական և կեղծ մասերն են: Ամպլիտուդա-փուլային բնութագիծը կառուցված P և jQ կոորդինատներով և կոչվում է ուժեղարարի հոդոգրաֆ (նկ.3.8,ա): Հոդոգրաֆի տեսքով կարող են որոշվել ուժեղարարի հիմնական հատկանիշները: Սակայն ուսումնասիրությունների ժամանակ լայն կիրառություն են գտել լոգարիթմական ամպլիտուդա-հաճախական և  փուլա-հաճախական բնութագծերը` կառուցված որպես անկախ բնութագծեր: Լոգարիթմական ամպլիտուդա-հաճախական բնութագիծ (ԼԱՀԲ) և փուլա-հաճախական (ՓՀԲ) անվանում են հետևյալ առնչությունները`

          (3.17) - ից կարող ենք գրել`

Վերջին արտահայտությունները ցուց են տալիս, որ  ուժեղարարի լոգարիթմական ամպլիտուդա - հաճախական և փուլա - հաճախական բնութագծերը կարող են կառուցվել տարրական օղակների լոգարիթմական ամպլիտուդա-հաճախական և փուլա-հաճախական բնութագծերի հանրահաշվական գումարումով:

Դիտարկենք այդ բնութագծերի կառուցման եղանակը`

ա) կազմում են սխեմայի տարրերին կիրառված լարումների և դրանցով հոսող հոսանքների միջև առնչությունները,

բ) օգտվելով ստացված առընչություններից` գրում են ուժեղարարի մուտքային և ելքային լարումների միջև կապը բարձր կարգի դիֆերենցիալ հավասարման տեսքով: Դիֆերենցիալ հավասարման կարգը հավասար է ուժեղարարում միացված ռեակտիվ տարրերի թվին,

գ) դիֆերենցիալ հավասարումը պատկերում են օպերատորային տեսքով, և կազմում են ուժեղարարի փոխանցման ֆունկցիան,

դ) փոխանցման ֆունկցիան վերածում են տարրական օղակների  փոխանցման ֆունկցիաններին համապատասխանող արտադրիչների,

ե) կառուցում են տարրական օղակների հաճախական բնութագծերը, և դրանց գումարումով ստանում ուժեղարարի լոգարիթմական ամպլիտուդա-հաճախական ու փուլա-հաճախական բնութագծերը:

Հաճախական բնութագծերը կարող են կառուցվել ավելի պարզ եղանակով: Ուժեղարարի սխեման բաժանում են տարրական օղակների: Կառուցում են դրանց հաճախական բնութագծերը և վերջիններիս գումարումով կառուցում ուժեղարարի հաճախական բնութագծերը:

Գործնական սխեմաներում ԼԱՀԲ-ների կառուցման ժամանակ օգտագործվում են ասիմպտոտային բնութագծեր, որոնք ներկայացվում են n.20-դԲ/դեկ թեքությամբ գծային հատվածներով (n-ը ամբողջական թիվ է): Նման մոտեցումը հնարավորություն է ընձեռում լուծելու հակառակ խնդիրը, այն էէ ունենալով ԼԱՀԲ-ը, որոշել ուժեղարարի կառուցվածքային սխեման: Այդ խնդիրը լուծվում է հետևյալ ալգորիթմով`

ա) ուժեղարարի  հատկանիշներով կառուցում են ԼԱՀԲ - ը,

բ) կառուցված ԼԱՀԲ - ը պատկերում են տարրական օղակների բնութագծերի գումարի տեսքով, 

գ) յուրաքանչյուր անջատված տարրական օղակի բնութագծին համապատասխան ընտրում են օղակի էլեկտրական սխեման, և հաշվում` սխեմայի պարամետրերը,

դ) ընտրված օղակների սխեմաները միացնում են հաջորդաբար և ստանում անհրաժեշտ ուժեղարարի սխեման:

Վերոհիշյալ եղանակը կիրառելի է միայն ազդանշանի միակողմանի փոխանցման դեպքում, այսինքն այնպիսի սխեմաներում որտեղ հաջորդ օղակների պարամետրերի փոփոխությունը չի ազդում նախորդ օղակների պարամետրերի վրա: Դրանից  բխում է, որ օղակների միջև պետք է միացնել միակողմանի փոխանցում ապահովող շղթաներ, և հաջորդաբար միացված օղակների ժամանակի հաստատունները պետք է զգալիորեն իրարից տարբերվեն:

Դիտարկենք նկ.3.8,բ-ում բերված է ԼԱՀԲ-ով ուժեղարարի սխեմայի կառուցումը: Այդ ԼԱՀԲ-ը կարող ենք դիտարկել որպես K₁(ω), K₂(ω), K₃(ω)  ԼԱՀԲ- ներով կազմված օղակների հաջորդական միացված ուժեղարարի ԼԱՀԲ (նկ.3.8,գ): K₂(ω) և K₃(ω)  ԼԱՀԲ-ները իրականացվում են R1, C1 և R2, C2  տարրերով  կազմված  օղակներով,  իսկ  K₁(ω) – ն` ուժեղարարով  (նկ.3.8,դ):

>>

3.6.  Հետադարձ կապն ուժեղարարներում

Ուժեղարարների պարամետրերի և բնութագծերի ցանկալի փոփոխությունների նպատակով ուժեղարարի ելքային ազդանշանը կամ դրա մի մասը փոխանցվում է մուտքին` ստեղծելով հետադարձ կապ ուժեղարարում: Այդպիսի ուժեղարարները կոչվում են հետադարձ կապով ուժեղարարներ:

Հետադարձ կապով ուժեղարարի կառուցվածքային  սխեման  բերված է նկ.3.9-ում: Սխեմայում 1-ով  նշանակված  է առանց հետադարձ կապի ուժեղարարը, 2-ով` հետադարձ կապի շղթան:              

Հետադարձ կապի շղթայի միջոցով ելքային ազդանշանը վերածվում է հետադարձ կապի  լարման և տրվում է ուժեղարարի մուտքին, որտեղ հանվում է  մուտքային ազդանշանից կամ գումարվում է դրան:

Հետադարձ կապի ազդանշանը կարող է  ստացվել տարբեր  եղանակներով: Ըստ հետադարձ կապի ազդանշանի ստացման եղանակի` ուժեղարարները բաժանվում են երեք խմբի` ըստ լարման, հոսանքի և խառը հետադարձ կապով ուժեղարարներ: Ըստ լարման հետադարձ կապը բերված է նկ.3.10,ա-ում: Հետադարձ կապի ազդանշանը ստացվում է ելքային լարումից Z1, Z2 ռեզիստորներից կազմված լարման բաժանիչի միջոցով:

Ըստ հոսանքի հետադարձ կապի դեպքում (նկ.3.10,բ) հետադարձ կապի ազդանշանը ստացվում է ելքային հոսանքից, բեռին հաջորդաբար միացված Z_հկ ռեզիստորի միջոցով: Խառը հետադարձ կապով ուժեղարարներում հետադարձ կապի ազդանշանը ձևավորվում է ելքային լարման և հոսանքի համատեղ ազդեցությունից` Z1, Z2, Z_հկ ռեզիստորների միջոցով (նկ.3.10,գ):

Հետադարձ կապի ազդանշանը ուժեղարարի մուտքային ազդանշանի հետ կարող է միացվել հաջորդաբար (նկ.3.10,դ)  կամ զուգահեռ (նկ.3.10,ե): Առաջին դեպքում ուժեղարարը կոչվում է հաջորդական, երկրորդ դեպքում`զուգահեռ հետադարձ կապով: Եթե հետադարձ կապի և մուտքային ազդանշանները փուլով համընկնում  են,  հետադարձ կապը  կոչվում  է  դրական, իսկ եթե դրանց միջև փուլային շեղումը 180<sup>օ</sup> է` բացասական: Բացասական հետադարձ կապը կիրառվում է ուժեղարարներում, դրական հետադարձ կապը` գեներատորներում:

>>

3.6.1.  Հետադարձ կապի ազդեցությունն ուժեղարարի պարամետրերի վրա

Ուժեղարարներում մեծ կիրառություն է գտել ըստ լարման հաջորդական հետադարձ կապը: Որոշենք այդ հետադարձ կապի ազդեցությունն ուժեղարարի պարամետրերի վրա (նկ.3.11):

Ուժեղացման գործակից: Առանց հետադարձ կապի ուժեղարարի ուժեղացման, հետադարձ կապի շղթայի փոխանցման և հետադարձ կապով ուժեղարարի ուժեղացման գործակիցները որոշվում են հետևյալ հավասարումներով`

Ելքային լարման համար կարող ենք գրել` U<sub>ե</sub> = K<sub>u</sub>U: Դրական հետադարձ կապի դեպքում` U = U_մ + U_հկ , իսկ բացասական հետադարձ կապի դեպքում` U = U_մ - U_հկ:

Տեղադրելով ելքային լարման հավասարման մեջ U-ի արտահայտությունները` կստանանք

Վերջին հավասարումը բաժանելով U_մ-ի` կունենանք

(3.22)-ից բացասկան և դրական հետադարձ կապով ուժեղարարների ուժեղացման գործակիցները կորոշվեն հետևյալ արտահայտություններով `

Այսպիսով, կարող ենք եզրակացնել, որ ըստ լարման  հաջորդական բացասական հետադարձ կապը փոքրացնում է ուժեղարարի ուժեղացման գործակիցը (1+K_uγ_u)  անգամ, իսկ դրական հետադարձ կապը մեծացնում է այն:

Ուժեղացման գործակցի անկայունություն: Ուժեղարարի ուժեղացման գործակիցը փոփոխվում է արտաքին գործոններից (շրջապատի ջերմաստիճանի, սնման աղբյուրի լարման և այլ փոփոխություններից): Հետադարձ կապը ազդում է ուժեղարարի ուժեղացման գործակցի անկայունության վրա: Ուժեղացման գործակցի անկայունությունը գնահատվում է անկայունության dK_u / K_u գործակցով:

Որոշենք ըստ լարման հաջորդական բացասական հետադարձ կապի ազդեցությունը անկայունության գործակցի վրա: Այդ նպատակով դիֆերենցենք (3.23) հավասարումը` հաշվի առնելով,  որ հետադարձ կապի շղթայի γ<sub>u</sub> փոխանցման գործակիցը նույնպես կարող է փոփոխվել`

Բաժանելով վերջին արտահայտությունը (3.23)-ի վրա կստանանք`

(3.26) հավասարման աջ մասը բաղկացած է երկու արտադրիչներից: Առաջին բաղադրիչը պայմանավորված է առանց  հետադարձ կապի  ուժեղարարի  ուժեղացման Ku  գործակցի անկայունությամբ, իսկ երկրորդ  բաղադրիչը` հետադարձ կապի շղթայի փոխանցման γ_u գործակցի անկայունությամբ:

Եթե հետադարձ  կապի  շղթան  կայուն է γ_u = const.,  (3.26) հավասարումը ընդունում է հետևյալ տեսքը`

Վերջին հավասարումը ցույց է տալիս, որ ըստ լարման հաջորդական  բացասական հետադարձ կապը ուժեղացման գործակցի անկայունության գործակիցը փոքրացնում է (1+ γ_uKu) անգամ: Խորը հաջորդական  բացասական  հետադարձ կապի դեպքում ունենք Ku γ_u >>1 պայմանը և համաձայն (3.23)  հավասարման` ուժեղարարի ուժեղացման գործակիցը կլինի`

Նշանակում է ուժեղացման գործակիցը կախված է միայն  հետադարձ կապի շղթայի γ_u փոխանցման գործակցի կայունությունից և  միացնելով  այդ շղթայում կայուն γ_u գործակցով շղթա, կարող ենք կայունացնել  ուժեղարարի ուժեղացման Ku գործակիցը:

Հաջորդական դրական հետադարձ կապի դեպքում դիֆերենցելով (3.24) հավասարումը և դիտարկելով  γ_u= const  պայմանը` կստանանք

(3.29)

Եզրակացնում ենք, որ հաջորդական դրական հետադարձ կապը մեծացնում է ուժեղարարի ուժեղացման գործակցի անկայունության գործակիցը:

Հետադարձ կապով ուժեղարարի մուտքային դիմադրություն: Առանց հետադարձ կապի ուժեղարարի մուտքային դիմադրությունը որոշվում է Z_մ = U / I արտահայտությամբ:      

Բացասկան հետադարձ  կապով ուժեղարարի համար մուտքային  դիմադրությունը կլինի`

Դրական հետադարձ կապի դեպքում կունենանք`

(3.30), (3.31) հավասարումներից բխում է, որ հաջորդական  բացասական հետադարձ կապը մեծացնում է ուժեղարարի մուտքային դիմադրությունը (1 + K_uγ_u) անգամ, իսկ դրական հետադարձ կապը  փոքրացնում  է  այն (1 - K_uγ_u) անգամ:

 Հետադարձ կապով ուժեղարարի ելքային դիմադրություն:     Հետադարձ կապն ազդում է նաև ուժեղարարի ելքային դիմադրության վրա:

Առանց հետադարձ կապի ուժեղարարի ելքային դիմադրությունը որոշվում է հետևյալ բանաձևով`

Հետադարձ կապի շղթայի միացման դեպքում ելքային լարումը  փոփոխվում է ոչ միայն ելքային հոսանքի ∆I_ե  փոփոխությունից, այլ նաև հետադարձ կապի ազդանշանի փոփոխությունից:

Բացասկան հետադարձ կապի դեպքում ունենք`

Բաժանելով վերջին արտահայտությունը ∆I_ե - ի` կստանանք

որտեղից կստանանք`

Դրական հետադարձ կապի դեպքում `                                                                     

(3.32), (3.33) հավասարումները ցույց  են տալիս, որ հաջորդական բացասական հետադարձ կապը փոքրացնում է ուժեղարարի  ելքային  դիմադրությունը (1 + K_uγ_u ) անգամ, իսկ դրական հետադարձ  կապը  մեծացնում է այն:

Աղավաղումները հետադարձ կապով ուժեղարարներում:             

Հետադարձ կապն ազդում է ուժեղարարում առաջացած աղավաղումների վրա: Այդ ազդեցությունները հաճախական աղավաղումների վրա կարող ենք գնահատել` օգտվելով աղավաղման գործակցի արտահայտությունից  (3.12):

Հետադարձ կապով ուժեղարարի հաճախական  աղավաղման գործակիցը կլինի`

Բացասական հետադարձ կապի դեպքում ունենք

Սովորաբար, K_u0 γ_u0 > K_uf γ_uf , հետևաբար  (3.34)- ում  կոտորակը  փոքր է մեկից, և եզրակացնում ենք, որ բացասական հետադարձ  կապը  փոքրացնում է հաճախական աղավաղումները:

Դրական  հաջորդական  հետադարձ  կապի  համար  կստանանք`

Այս դեպքում կոտորակը մեծ է մեկից, հետևաբար դրական հաջորդական հետադարձ կապը մեծացնում է հաճախական աղավաղումները:

Փուլային աղավաղումների վրա ըստ լարման բացասական և դրական  հաջորդական  հետադարձ կապերի աղդեցությունները որոշվում են հետևյալ հավասարումներով [1]`

որտեղից բխում է, որ ըստ լարման  հաջորդական  բացասական  հետադարձ կապը փուլային աղավաղումները փոքրացնում է, իսկ դրական հետադարձ կապը մեծացնում է այն:

Այժմ քննարկենք բացասական հաջորդական  հետադարձ  կապի  ազդեցությունը ոչ գծային աղավաղումների վրա: Ենթադրենք` Ku  ուժեղացման գործակցով օժտված  առանց հետադարձ կապի ուժեղարարի մուտքում գործում է սինուսոիդային լարում: Ուժեղարարի ելքում բացի  օգտակար U<sub>ե</sub> լարումից, ոչ գծային աղավաղումների պատճառով կունենանք ինչ - որ հարմոնիկի U<sub>հ</sub> լարումը: Եթե ուժեղարար մտցնենք բացասական հաջորդական հետադարձ կապ γ<sub>u</sub> փոխանցման գործակցով, հետադարձ կապի շղթայի U<sub>հ</sub> լարումը տրվում է ուժեղարարի մուտքին և ուժեղացվելով նորից անցնում է ելք: Ելքում այդ հարմոնիկի համար կունենանք`

Վերջին հավասարումից կստանանք`

Նույն եղանակով դրական հետադարձ կապի դեպքում`

Ստացվեց, որ ըստ լարման հաջորդական բացասական  հետադարձ  կապը ոչ գծային աղավաղումները փոքրացնում է, իսկ  դրական  հետադարձ  կապը` մեծացնում:

Ամփոփելով ստացված արդյունքները` եզրակացնում ենք, որ ըստ լարման հաջորդական բացասական հետադարձ կապը փոքրացնում  է  ուժեղարարի ուժեղացման գործակիցը և դրա անկայունությունը, գծային և ոչ գծային աղավաղումները, ելքային դիմադրությունը ու մեծացնում է ուժեղարարի մուտքային դիմադրությունը, իսկ դրական հետադարձ կապը մեծացնում է  ուժեղարարի ուժեղացման գործակիցը և դրա անկայունությունը, գծային և  ոչ գծային աղավաղումները, ելքային դիմադրությունը և փոքրացնում է մուտքային դիմադրությունը:

Աղմուկները հետադարձ կապով ուժեղարարում:

Բացասական  հետադարձ  կապը  զգալի  չափով  փոքրացնում  է ուժեղարարում առաջացած ներքին աղմուկների մակարդակը: Համոզվելու համար դիտարկենք բազմակասկադ ուժեղարարի սխեման, որտեղ աղմուկի Uա աղբյուրը գործում է միջանկյալ կասկադի մուտքում (նկ.3.12):

Մուտքային օգտակար ազդանշանի ուժեղացման գործակիցը կլինի`

Աղմուկն ուժեղանում է Kuա  գործակցով`

Հաշվի առնելով, որ ուժեղարարն աշխատում է  բնութագծի  գծային մասում, ելքային լարման համար կարող ենք գրել`

Վերջին հավասարումը ցույց է տալիս, որ մուտքային ազդանշանը Ku1 անգամ ավելի է ուժեղանում, քան աղմուկը, հետևաբար բացասական հետադարձ կապը մեծացնում է ազդանշան – աղմուկ հարաբերությունը: Որքան մեծ է Ku  գործակիցը Kuա  գործակցից, այնքան մեծ կլինի ազդանշան - աղմուկ հարաբերությունը, իսկ դա նշանակում է, որ աղմուկի աղբյուրն  ինչքան մոտ է ուժեղարարի մուտքին, այնքան փոքր է այդ հարաբերությունը: Եթե աղմուկն ազդում է ուժեղարարի մուտքում, ապա Ku = Kuա, և հետադարձ կապը չի ազդում ազդանշան - աղմուկ  հարաբերության  վրա:

Հաճախությունների թողանցման շերտը հետադարձ կապով ուժեղարարում: Դիտարկենք ուժեղարար, որի փոխանցման ֆունկցիան ունի հետևյալ տեսքը`

Ուժեղարարի բացասական հետադարձ կապի շղթայում միացնենք γ_u փոխանցման գործակցով շղթա: Այդ դեպքում բացասական հետադարձ կապով ուժեղարարի փոխանցման ֆունկցիան կլինի`

որտեղ T₁-ը առանց հետադարձ կապի ուժեղարարի ժամանակի հաստատունն է, T_1հկ^- = T₁ /(1+Ku0)-ն` բացասկան հետադարձ կապով ուժեղարարի ժամանակի հաստատունը:

Հաճախությունների թողանցման շերտը որոշվում է  մակարդակով, ինչը համապատասխանում է ուժեղացման գործակցի փոքրացմանը 3դԲ մեծությամբ: Առանց հետադարձ կապի ուժեղարարի դեպքում այդ փոքրացումը համապատասխանում է ωսբ = 1 / T₁ սահմանային բարձր հաճախությանը: Բացասական հետադարձ կապի իրականացման դեպքում, ինչպես ցույց է տալիս ստացված փոխանցման ֆունկցիան, այդ հաճախությունը ωսբհկ^- = (1 + Ku0γ_u) / T₁` մեծանում է (1+Ku0γ_u ) անգամ: Առանց հետադարձ կապի և բացասական հետադարձ կապով ուժեղարարների ԼԱՀԲ -երը բերված են նկ.3.13,ա-ում:

Ենթադրենք` առանց հետադարձ կապի ուժեղարարում իրականացված է հետադարձ կապ (1+Ku0γ<sub>u</sub>) =10 խորությամբ:Այդ դեպքում կունենանք Kuհկ<sup>-</sup> =Ku0 /10, այսինքն` ուժեղացման գործակիցը փոքրանում է 20դԲ-ով: Արդյունքում սահմանային բարձր ωսբհկ^- =(1+Ku0γ_u) /T₁ հաճախությունը մեծանում է 10 անգամ: Հետևաբար, նոր ԼԱՀԲ-ը կարող ենք ստանալ` տեղափոխելով առանց հետադարձ կապի ուժեղարարի ԼԱՀԲ - ի հորիզոնական մասը 20lg(1+Ku0γ_u) – մեծությամբ (20դԲ-ով) ներքև:

Ուժեղարարում դրական հետադարձ կապ իրականացնելու դեպքում նույն եղանակով կստանանք`

Արդյունքում սահմանային բարձր ωսբհկ⁺ = (1- Ku0γ_u) / T1 հաճախությանը փոքրանում է (1-Ku0γ_u) անգամ: Հետևաբար, դրական հետադարձ կապով ուժեղարարի ԼԱՀԲ -ը կարող ենք ստանալ տեղափոխելով առանց հետադարձ կապի ուժեղարարի ԼԱՀԲ - ի հորիզոնական մասը 20lg(1- Ku0γ_u)  մեծությամբ դեպի վերև (նկ.3.13,բ ):

Այսպիսով կարող ենք եզրակացնել, որ բացասական հետադարձ կապը մեծացնում է ուժեղարարի հաճախությունների բացթողման շերտը  (1+Ku0γ_u) անգամ, իսկ դրական հետադարձ կապը փոքրացնում է այն (1- Ku0γ_u ) անգամ:

>>

3.6.2. Հետադարձ կապով ուժեղարարի կայունությունը

Կայունությունը ուժեղարարի աշխատանքի անհրաժեշտ պայմաններից է: Անկայունությունը դրսևորվում է նրանով, որ մուտքային ազդանշանի բացակայության (կամ որոշ արժեքի ) դեպքում, ներքին կամ արտաքին հետադարձ կապերի պատճառով ուժեղարարի ելքում առաջանում է ելքային լարման թույլադտրելի սահմաններից շեղում: Այդ շեղումը կարող է դրսևորվել ելքային ազդանշանի մեծացման` մինչև առավելագույն, կամ փոքրացման` մինչև նվազագույն արժեքները: Կարող են առաջանալ, նաև, մուտքային ազդանշանի պարամետրերի հետ կապ չունեցող չմարող տատանումներ (ինքնագրգռում):

Անհրաժեշտ է նշել, ուր անկայունությունը յուրահատուկ է հետադարձ կապով ուժեղարարներին: Առանց հետադարձ կապի ուժեղարարներում անկայունության խնդիր չի առաջանում: Ուժեղարարների կայունությունը կարող է գնահատվել ամպլիտուդա-փուլային բնութագծի ուսումնասիրումով, օգտվելով, այպես կոչված, կայունության չափանիշներով:

Կայունության չափանիշներից առավել մեծ չափով կիրառվում է Նայկվիստի չափանիշը, որը հնարավորություն է տալիս գնահատել կայունությունը, ուսումնասիրելով համակարգի բաց կոնտուրի ամպլիտուդա-փուլային բնութագիծը: Այն սահմանվում է հետևյալ կերպ` եթե հետադարձ կապն անջատված ուժեղարարը կայուն է և դրա ամպլիտուդա-փուլային բնութագիծը (հոդոգրաֆը) հաճախության 0-ից մինչև ∞ փոփոխության դեպքում չի ընդգրկում (-1,յ0) կոորդինատներով կետը, ապա բացասական հետադարձ կապը միացնելիս ուժեղարարը պահպանում է կայունությունը: Հոդոգրաֆի անցումը (-1,յ0) կոորդինատներով կետով նշանակում է, որ ուժեղարարը գտնվում է կայունության սահմանին:

Նկ. 3.14-ում բերված են ամպլիտուդա-հաճախութնային բնութագծերի օրինակներ, որոնք բավարարում են վերոհիշյալ  չափանիշին: W1(jω) բնութագիծը համապատասխանում է բացարձակ կայուն ուժեղարարին: Կայուն վիճակից ուժեղարարը կարող է դուրս բերվել միայն մեծ ուժեղացման գործակիցների դեպքում: W₂(jω) բնութագիծը համապատասխանում է պայմանական կայունության ռեժիմին: Այն չի ընդգրկում (-1,յ0) կոորդինատներով կետը, սակայն կայունության կորուստը հնարավոր է ինչպես ուժեղացման գործակցի մեծացման, այնպես էլ փոքրացման դեպքում` կարող է ընդգրկել (-1,յ0) կոորդինատներով կետը: Մտցվում է կայունության  պաշար հասկացությունը, որը բնորոշվում է հոդոգրաֆի նախօրոք տրված  մոդուլի Hm  կայունության և փուլի  φ_m կայունության պաշարներով (նկ.3.14):

Ուժեղարարը օժտված է կայունության պաշարով, եթե բավարարվում է կայունության չափանիշներին հոդոգրաֆի մոդուլի -1 արժեքից  Hm , և փուլի π արժեքից  φ_m մեծություններից ոչ փոքր շեղման դեպքում: Դա նշանակում է, որ տրված կայունության պաշարի դեպքում, որպեսզի ուժեղարարը կայուն լինի, բաց կոնտուրի հոդոգրաֆը չպետք է հատի -1, Hm և φ_m  մեծություններով սահմանափակված մակերեսը (նկ.3.14):

Ինչպես արդեն նշվել է, ուժեղարարների նախագծման ժամանակ ավելի հարմար է օգտվել, ոչ թե ամպլիտուդա-փուլային, այլ լոգարիթմական  ամպլիտուդա - հաճախական  և  փուլա-հաճախական բնութագծերից:

Կայունության չափանիշները կարող են դիտարկվել և այդ բնութագծերի դեպքում: Նկ.3.15–ում բերված են  W₂(jω) ամպլիտուդա-փուլային բնութագծին համապատասխանող լոգարիթմական ամպլիտուդա-հաճախական և փուլահաճախական բնութագծերը:          

Դժվար չէ համոզվել, որ ԼԱՀԲ-ի հատման կետը հաճախությունների առանցքի հետ համապատասխանում է  W₂(jω) հոդոգրաֆի և միավոր շառավիղով շրջանագծի հետ հատման կետին, այսինքն համապատասխանում է |W₂(jω)|= 1 կետին: Այդ դեպքում ω_կ հաճախությանը համապատասխանող π-φ(ω_կ) անկյան մեծությունը   կայունության փուլային պաշար է, իսկ 20lgK(ω₁) և 20lgK(ω₂) մեծությունները, որ համապատասխանում են փուլա-հաճախական բնութագծի φ= - π մակարդակին, մոդուլի կայունության պաշարներ: Ըստ մոդուլի և փուլի անհրաժեշտ կայունության պաշարներն ապահովվում են հետևյալ պայմանների բավարարման դեպքում`

Այսպիսով, լոգարիթմական ամպլիտուդա-հաճախական և փուլա-հաճախական բնութագծերից օգտվելով, տրված ամպլիտուդի և փուլի կայունության պաշարներով միշտ կարող ենք որոշել այն տիրույթները, որտեղ այդ բնութածերը չպետք է գտնվեն:

>>

                                     Ստուգողական հարցեր

1. Ի՞նչպես են դասակարգվում ուժեղարարներն ըստ բեռի, կասկադների միջև կապի տեսակի և մուտքային ազդանշանի բնույթի:

2. Թվարկել ուժեղարարների պարամետրերը:

3. Որո՞նք են ուժեղարարների բնութագծերը:

4. Թվարկել ուժեղարարներում ազդանշանի աղավաղման պատճառներըը:

5. Ի՞նչպես են գնահատվում աղավաղումները:

6. Ի՞նչ նպատակով է ուժեղարարում մտցվում հետադարձ կապ::

7. Թվարկել հետադարձ կապի տեսակները:  

8. Ի՞նչպես են ազդում հաջորդական բացասական և դրական հետադարձ կապերը ուժեղարարի պարամետրեր վրա:

9  Ի՞նչպես է ազդում հաջորդական բացասական հետադարձ կապը ուժեղարարի ԼԱՀԲ - ի  տեսքի վրա:

10. Ի՞նչպես է ազդում հաջորդական դրական հետադարձ կապը ուժեղարարների ԼԱՀԲ - ի  տեքի վրա:

11. Գնահատել  հաջորդական բացասական հետադարձ կապի ազդեցությունը ուժեղարարում աղմուկների վրա:

12. Ի՞նչպես է կազմվում ուժեղարարի մաթեմաթիկական մոդելը:

13. Ի՞նչպես է գնահատվում հետադարձ կապի ազդեցությունը ուժեղարարի կայունության վրա:

14. Ի՞նչ չափանիշով է գնահատվում հետադարձ կապով ուժեղարարի կայունությունը:

15. Ի՞նչպես կարող է կազմվել սխեմայի ԼԱՀԲ-ը սխեմայի միջոցով:

16. Ի՞նչ եղանակով կարող է որոշվել սխեմայի ԼԱՀԲ-ը, սխեմայի առանձին տարրերի ԼԱՀԲ-երի միջոցով:

17. Ի՞նչպես կազմվել սխեման, դրա ԼԱՀԲ-ի հայտնի տեսքի   միջոցով:

>>

3.7. Ուժեղարարի ստատիկ աշխատանքային ռեժիմ

Ուժեղարարում մուտքային ազդանշանի ուժեղացումը իրականացվում է ակտիվ տարրերի` տրանզիստորների միջոցով:   

Մուտքային ազդանշանի բացակայության դեպքում տրանզիստորներն աշխատում են ստատիկ ռեժիմում (հանգստի ռեժիմ): Այդ ռեժիմում տրանզիստորի ելուստների միջև կիրառվում են որոշակի հաստատուն լարումներ և տրանզիստորներով հոսում են հաստատուն հոսանքներ: Մուտքային ազդանշան կիրառելիս այդ հոսանքները և լարումները փոփոխվում են: Տրանզիստորն անցնում է աշխատանքային դինամիկ ռեժիմին:

Ըստ տրանզիստորի աշխատանքային հանգստի ռեժիմի ուժեղացման ռեժիմները (դասերը) հինգն են ` A, B, AB, C, D:

Ուժեղացման A դասում տրանզիստորով հոսանք հոսում է մուտքային ազդանշանի առկայության ամբողջ ընթացքում: Ընտրվում է տրանզիստորի աշխատանքային հանգստի այնպիսի կետ, որ մուտքային  ազդանշանի  առավելագույն  արժեքի  դեպքում  տրանզիստորն աշխատում է մուտքային և ելքային բնութագրերի գծային մասում (նկ.3.16 -ում A կետերը):

Հանգստի կետը որոշվում է մուտքային բնութագծերի վրա I₀բ, U₀բէ , և ելքային բնութագծերի վրա I_0կ, U_0կէ արժեքներով: Մուտքային U_մ(t) լարման սինուսոիդային փոփոխման դեպքում բազային Iբ(t) և կոլեկտորային I_կ(t) հոսանքները, հետևաբար և U_կէ(t) լարումը փոփոխվում են սինուսոիդային օրենքով: A դասում ոչ գծային աղավաղումները փոքր են, սակայն փոքր է նաև օգտակար գործողության գործակիցը (η < 0,45): Դա պայմանավորված է նրանով, որ մուտքային ազդանշանի բացակայության դեպքում տրանզիստորով հոսում են I₀բ և I_0կ հանգստի հոսանքները, առաջանում է էներգիայի ոչ օգտակար ծախս:

Ուժեղացման B դասում տրանզիստորով հոսանք հոսում է մուտքային ազդանշանի առկայության միայն մեկ բևեռականության (մեկ կիսապարբերության) ընթացքում: B դասում տրանզիստորի մուտքային և ելքային բնութագծերի վրա հանգստի աշխատանքային ռեժիմին  համապատասխանում են  B կետերը): Մուտքային U_մ(t) լարման դեպքում տրանզիստորը բաց է միայն դրական կիսապարբերության ընթացքում: B դասում սխեմայի  օգտակար գործողության գործակիցը մեծ է, քանի որ հանգստի ռեժիմում տրանզիստորը փակ է, և էներգիայի ծախսը բացակայում է: B դասում մեծ են նաև ոչ գծային աղավաղումները: Մուտքային սինուսոիդային  լարման  դեպքում ելքում ստանում ենք լարման ուժեղացված միայն մեկ կիսապարբերությունը: B դասը կիրառվում է հզորության երկտակտ ուժեղարարներում:

AB դասը միջանկյալ դիրք է գրավում A և B դասերի միջև (նկ.3.16-ում AB կետերը):  Մուտքային ազդանշանի բացակայության դեպքում, որոշ չափով տրանզիստորը բաց է, դրանով հոսում է մուտքային հոսանքի առավելագույն արժեքի 10-ից 15% հոսանք: Այս դեպքում օգտակար գործողության գործակիցը և ոչ գծային աղավաղումները B դասի համեմատ փոքր են, իսկ A դասի համեմատ` մեծ:

Ուժեղացման C դասում հանգստի կետը գտնվում է B կետից  ձախ: Տրանզիստորը բաց է մուտքային ազդանշանի մեկ կիսապարբերությունից փոքր ժամանակահատվածում: Ուժեղարարի օգտակար գործողության գործակիցը B դասի համեմատ մեծ է: C դասն օգտագործվում է, երբ աղավաղումները էական դեր չեն խաղում:

D դասում տրանզիստորն աշխատում է բանալու ռեժիմում: Այն  կարող է գտնվել երկու վիճակում` կամ բաց է հագեցված, կամ փակ:

Ուժեղարարի ստատիկ աշխատանքային ռեժիմը ապահովվում է շեղման շղթաների միջոցով: Շեղման շղթան բաղկացած է սնման լարման աղբյուրից և ռեզիստորներից: Սնման լարումը ռեզիստորների միջոցով տրվում է տրանզիստորի ելուստներին և ապահովում է հանգստի  ռեժիմում անհրաժեշտ մուտքային ու ելքային հոսանքներն ու լարումները: Կիրառվում են շեղման շղթաների մի քանի տարբերակներ` պարզագույն շեղման շղթան, որը կոչվում է սևեռված բազային հոսանքով շղթա, բերված է նկ.3.17,ա-ում: Այստեղ տրանզիստորի  հանգստի ռեժիմի  բազային I<sub>0</sub>բ հոսանքը և մուտքային U<sub>0</sub>բէ լարումն ապահովելու համար միացված է Rբ ռեզիստորը, իսկ կոլեկտորային I<sub>0կ</sub> հոսանքը և կոլեկտորային U<sub>0կէ</sub> լարումը ապահովելու համար` Rկ ռեզիստորը:

Նկ.3.17,ա-ից Rբ-ի համար կստանանք`               

Բազային դիմադրությունը հաշվելու համար օգտվում են  տրանզիստորի մուտքային բնութագծից: Ելնելով անհրաժեշտ ուժեղացման դասից և մուտքային ազդանշանի ամպլիտուդի առավելագույն արժեքից` տրանզիստորի մուտքային բնութագծի վրա ընտրվում է հանգստի կետը (օրինակ`  A կետը նկ.3.16-ում): Բնութագծից որոշում են  U_0բէ , I_0բ մեծությունները և տեղադրում R_բ հավասարման մեջ: E_կ լարման արժեքը կամ տրված է, կամ ընտրվում է: Սովորաբար U_0բէ <<E_կ և R_բ = E_կ / I_0բ:

Կոլեկտորի շղթայի R_կ ռեզիստորի դիմադրությունը հավասար է`

Ակտիվ բեռի դեպքում առավելագույն ելքային լարում ստացվում է, երբ   U_0կէ = E_կ / 2:   Տեղադրելով   տրանզիստորի ելքային  բնութագծերի  վրա U_0կէ - ի նշված արժեքը և օգտվելով I_0բ = I_բ4 բնութագծից (A կետը ելքային բնութագծերի վրա նկ.3.16-ում) որոշում են I_0կ -ի մեծությունը:

Դիտարկված սևեռված բազային հոսանքով շեղման շղթան զգայուն  է շրջապատի ջերմաստիճանի փոփոխության նկատմամբ: Ջերմաստիճանի  փոփոխությունից փոփոխվում են տրանզիստորի էմիտերային և կոլեկտորային անցումների դիմադրությունները և I_կ0 հոսանքը: Դա հանգեցնում  է  հանգստի  ռեժիմի հոսանքների փոփոխման և տրանզիստորի աշխատանքային կետի տեղափոխության:         

Տրանզիստորի հանգստի ռեժիմում աշխատանքային կետի  տեղափոխություն առկա է նաև տրանզիստորը մեկ այլ տրանզիստորով փոխարինելու դեպքում: Դա պայմանավորված է նրանով, որ միևնույն  մակնիշի տրանզիստորների պարամետրերը իրարից որոշակի չափով տարբերվում են:

Սևեռված բազային հոսանքով շեղման մեկ այլ շղթա  պատկերված է նկ.3.17,բ-ում: Այստեղ, շրջապատի ջերմաստիճանի ազդեցությունը նվազեցնելու նպատակով, Rբ ռեզիստորի միջոցով իրականացված է  ըստ լարման բացասական զուգահեռ հետադարձ կապ: Բազային հանգստի հոսանքը այս  դեպքում որոշվում է հետևյալ հավասարումով`

Հանգստի ռեժիմի ջերմակայունացումը կատարվում է հետևյալ կերպ: Շրջապատի ջերմաստիճանի աճի դեպքում տրանզիստորի էմիտերային և կոլեկտորային անցումների դիմադրությունները փոքրանում են, ինչը հանգեցնում է I_0բ և հոսանքների մեծացման: Բացի դրանից մեծանում է նաև I_0կ հոսանքը: Վերջիններիս մեծացման պատճառով աճում է լարման անկումը R_կ դիմադրության վրա, և U_0կէ լարումը նվազում է այնքան, որ փոքրացնում և վերականգնում է հանգստի հոսանքների սկզբնական արժեքները: Ջերմաստիճանի փոքրացման դեպքում առկա է հակառակ երևույթը: R_բ-ի միջոցով մտցված ըստ լարման բացասական  հետադարձ կապը գործում է նաև մուտքային փոփոխական ազդանշանի առկայության դեպքում, ինչը հանգեցնում է ուժեղարարի ուժեղացման գործակցի փոքրացման: Ուժեղացման գործակցի փոքրացումը կանխելու նպատակով R_բ դիմադրությունն իրականացնում են երկու ռեզիստորների (R1,R2) օգնությամբ և դրանց միացման ընդհանուր կետը հողանցում են C կոնդենսատորի միջոցով (նկ.3.18ա): C կոնդենսատորը ընտրվում է  XC_է << R1 պայմանից: Այդ պայմանի շնորհիվ հոսանքի փոփոխական բաղադրիչը հոսում է կոնդենսատորով, հետադարձ կապը ըստ փոփոխական բաղադրիչի թուլանում է, և ուժեղացման գործակիցը չի փոքրանում: Հանգստի ռեժիմի վրա կոնդենսատորը  չի  ազդում,  քանի  որ  կոնդենսատորով  հաստատուն  հոսանքը բացակայում է:

Տրանզիստորի հանգստի ռեժիմի ավելի լավ ջերմակայունացում ապահովում է բազա-էմիտեր սևեռված լարումով շեղման շղթան (նկ.3.18,բ): Շեղման այս շղթայում հանգստի ռեժիմն ապահովվում է R1,R2 լարման բաժանիչի և R_կ ռեզիստորի միջոցով: U_0բէ, I_0բ պարամետրերն ապահովում է լարման բաժանիչը, իսկ U_0կէ, I_0կ մեծությունները`R_կ ռեզիստորը: Շեղման U_0բէ լարումը  կայունացնելու համար լարման բաժանիչով հոսող I_լբ հոսանքը վերցվում է մոտ 5  անգամ մեծ I_0բ հոսանքից: Այդ պայմանի դեպքում R2-ի վրա լարման անկումը, հիմնականում, պայմանավորված է I_լբ հոսանքով, և տրանզիստորի պարամետրերի փոփոխությունն ավելի թույլ է ազդում U_0բէ, I_0բ մեծությունների վրա, քան սևեռված բազային հոսանքի դեպքում: Լրացուցիչ ջերմային կայունացման նպատակով տրանզիստորի էմիտերի շղթայում միացվում է R_է ռեզիստորը, որի միջոցով մտցվում է ըստ հոսանքի բացասական հետադարձ կապ: R_է-ով հոսող I_0է հոսանքը ստեղծում է U_Rէ =R_էI_է0  լարման անկում, որը կիրառվում է տրանզիստորի բազա-էմիտեր շղթային: Շրջապատի ջերմաստիճանի փոփոխությունից փոփոխվում են I_0է = I_0կ+I_0բ հոսանքը և U_Rէ  լարումը, որը հանգեցնում է տրանզիստորի բազա-էմիտեր լարման փոփոխության և հանգստի հոսանքների արժեքների վերականգնման: R_է-ի միջոցով ըստ հոսանքի փոփոխական բաղադրիչի բացասական հետադարձ կապի վերացման և ուժեղացման գործակցի փոքրացումը կանխելու նպատակով միացվում է C_է կոնդենսատորը: C_է-ի ունակությունը ընտրվում է X_Cէ << R_է  պայմանից: Էմիտերային հոսանքի փոփոխական բաղադրիչը անցնում է C_է-ով, R_է-ի վրա լարման անկումը նվազում է, և ըստ հոսանքի փոփոխական  բաղադրիչի բացասական հետադարձ կապը թուլանում է:

Տրանզիստորի հանգստի ռեժիմի լրացուցիչ ջերմակայունացման նպատակով շեղման շղթային  միացվում է ջերմային կախվածությամբ բնութագծերով տարրեր (կիսահաղորդչային դիոդներ, ջերմադիմադրություններ): Նկ.3.19ա-ում պատկերված շեղման շղթայում, որպես այդպիսիք, օգտագործվում են VD1, VD2 դիոդները: Տրանզիստորի  էմիտերային անցման և ուղիղ ուղությամբ միացված VD1 դիոդի լարման ջերմաստիճանային գործակիցներն ունեն միևնույն արժեքը: Շրջապատի ջերմաստիճանի փոփոխությունը հանգեցնում է տրանզիստորի էմիտերային անցման դիմադրության, հետևաբար և բազային I_0բ հոսանքի փոփոխության: Միաժամանակ նույնպիսի փոփոխություն է կրում VD1 դիոդի դիմադրությունը և դրա վրայի լարման անկումը: Արդյունքում VD1-ի վրա լարման փոփոխությունը փոխհատուցում է տրանզիստորի էմիտերային անցման դիմադրության  փոփոխման ազդեցությունը և վերականգնում է  բազային հանգստի հոսանքը: Օրինակ, եթե շրջապատի  ջերմաստիճանը բարձրանում է, ապա տրանզիստորի էմիտերային անցման դիմադրությունը փոքրանում է, և I_0բ հոսանքը մեծանում է: Ջերմաստիճանի բարձրացումից VD1 դիոդի դիմադրությունը նույնպես փոքրանում է: Հետևաբար, փոքրանում են դիոդի վրա լարման անկումը և տրանզիստորի բազա-էմիտեր լարումը: Վերջինս փոքրացնում և  վերականգնում է I_0բ հոսանքի նախկին արժեքը:

Տրանզիստորի հակառակ ուղղության I_0կ հոսանքի ջերմակայունացումը իրականացվում է VD2 դիոդի միջոցով: Դիոդին կիրառված է հակառակ լարում, այն միշտ փակ է, և նրանում հոսում է  հակառակ ուղղությամբ հոսանք: Այդ հոսանքը  հակառակ է  ուղղված տրանզիտորի I_0կ հոսանքին և փոխհատուցում է վերջինիս  ջերմաստիճանային փոփոխությունները: Լրիվ փոխհատուցման համար պետք է, որ դիոդների և տրանզիստորի ջերմային բնութագծերը համընկնեն:

Տրանզիստորի հանգստի ռեժիմի ջերմակայունացման շըղթան ջերմառեզիստորների միջոցով բերված է նկ.3.19բ-ում: Շեղման շղթայի R2 ռեզիստորը փոխարինվում է R_t = R2 ջերմառեզիստորով: Շրջապատի ջերմաստիճանի բարձրացումից ջերմառեզիստորի դիմադրությունը նվազում է, որը հանգեցնում է տրանզիստորի բազա-էմիտեր լարման փոքրացման և հանգստի հոսանքների կայունացման: R_t -ի ջերմային փոփոխությունը փոփոխում է նաև շղթայի մուտքային դիմադրությունը: Այդ  թերությունը վերացվում է, երբ  ջերմադիմադրությունը  միացվում  է տրանզիստորի կոլեկտորային շղթային (նկ.3.19բ-ում պատկերված է կետագծերով):

Տրանզիստորի հանգստի ռեժիմի ջերմային փոխհատուցման նշված եղանակները լրիվ չեն վերացնում հանգստի կետի ջերմային փոփոխությունները, սակայն զգալի չափով փոքրացնում են դրանք: Լրիվ փոխհատուցում ստանալու համար անհրաժեշտ է իրականացնել 100%-անոց բացասական հետադարձ կապ և կատարել դիոդի (ջերմադիմադրության) ու տրանզիստորի ընտրություն ըստ ջերմային բնութագծերի: Սակայն այս դեպքում էլ սխեմայի տարրերի փոփոխությունից փոխհատուցումը խախտվում է:

Դաշտային տրանզիստորները կառավարվում են լարումով: Դրանց փականով հոսանքը բացակայում է: Հանգստի ռեժիմի ընտրման համար ակունքի շղթայում միացվում է R_ա, իսկ ըմպիչի շղթայում` R<sub>ը</sub> դիմադրությունները: n հաղորդականության ներսդրված հոսքուղիով և p-n անցումով կառավարումով դաշտային տրանզիստորների հանգստի ռեժիմների ապահովման շղթաները պատկերված են նկ.3.20ա , իսկ դրանց փոխանցման և ելքային բնութագծերը` նկ.3.20բ և նկ.3.20գ-ում:

Տրանզիստորի ակունքային I_ա = I_0ը հոսանքը (նկ.3.20ա) R_ա-ի վրա  առաջացնում է U_0ա= U_0փա = R_աI₀ը լարման անկում, որը R2–ի միջոցով հաղորդվում է փական-ակունք շղթային: R_ա-ի մեծությունը հաշվում են`  օգտվելով տրանզիստորի բնութագծից: Բնութագծի վրա ընտրում են հանգստի A կետը (նկ.3.20բ ), որից և որոշվում են U<sub>0փա</sub> և I<sub>0ը</sub> մեծությունները: R<sub>ա</sub>-ն հաշվում են հետևյալ արտահայտությամբ`

Միաժամանակ R_ա -ի միջոցով ստեղծվում է ըստ հաստատուն հոսանքի բացասական հետադարձ կապ, ինչն ապահովում է հանգստի ռեժիմի կայունությունը ջերմաստիճանի և  տրանզիստորի պարամետրերի փոփոխության դեպքում: R2 –ով հոսանք չի հոսում, և տրանզիստորի մուտքային դիմադրությունը չփոքրացնելու նպատակով այն  ընտրվում է շատ մեծ դիմադրություն (ՄՕմեր):

Ըմպիչային R_ը ռեզիստորի միջոցով ընտրվում է տրանզիստորի հանգստի կետը ելքային բնութագծերի վրա: Այդ նպատակով ընտրված I_0ը մակարդակից ելքային բնութագծերի վրա տարվում է հորիզոնական գիծ, որի A1 հատման կետը U_0փա լարման դեպքում ելքային  բնութագծի հետ տրանզիստորի հանգստի կետն է ելքային բնութագծերի վրա (նկ 3.20գ): Բնութագծից որոշելով U_0աը մեծությունը` հաշվում են   R<sub>ը</sub> –ի արժեքը հետևյալ արտահայտությամբ`

  Սխեմայում C1, C2, C_ա կոնդենսատորների դերը նույնն է, ինչ որ C1, C2, C_է կոնդենսատորների դերը ընդհանուր էմիտերով կասկադում:

Որոշ դեպքերում հանգստի ռեժիմի բարձր կայունություն  ապահովելու նպատակով R_ա-ն վերցնում են ավելի մեծ, քան պահանջվում է հանգստի ռեժիմի ապահովման համար (ապահովում են խորը բացասական հետադարձ կապ): Ինչքան մեծ է U_ա  լարումը, այնքան մեծ կլինի հանգստի ռեժիմի կայունությունը:

Արդյունքում  U_0փա լարումը բացարձակ արժեքով աճում է, և հանգստի անհրաժեշտ ռեժիմը խախտվում է: Վերջինիս պահպանման նպատակով սխեմայում միացվում է R1 ռեզիստորը, որի միջոցով սնման լարումից փականին կիրառվում է դրական լարում (նկ.3.20ա-ում R1-ի միացումը ցույց է տրված կետագծերով): Այս սխեմայում հանգստի ռեժիմի հաշվարկը կատարվում է փոխանցման բնութագծի մոտարկման (ապրոկսիմացման) եղանակով: Գործնական  հաշվարկների համար բավարար ճշգրտությամբ փոխանցման բնութագիը կարող է մոտարկվել  հետևյալ հավասարումով`

որտեղ I_ը(0), S(0) -ն տրանզիստորի ակունքային հոսանքը և բնութագծի թեքությունն են U_փա = 0 լարման դեպքում, U_կ - ն` կըտրման լարումն է: U_կ և  S(0) պարամետրերի արժեքները տրանզիստորների վերաբերյալ տեղեկատվական գրականություններում բերվում են: I_ը(0) հոսանքը հաշվում են  I_ը(0) = S(0)|U_կ| / 2 հավասարումով:

Վերջին հավասարումից U_0փա  լարման  մեծությունը, որը ապահովում է I_ը(0) հանգստի ռեժիմի հոսանքը, կորոշվի`               

|U_0փա|-ն որոշվում է տրանզիստորի միջանցիկ բնութագծից` ընտրելով հանգստի ռեժիմի I<sub>0ը</sub> հոսանքի արժեքը: Ընդ որում n հոսքուղով տրանզիստորում U<sub>0փա</sub>– ն բացասական է, իսկ p հոսքուղով տրանզիստորում` դրական:

R1, R2 լարման բաժանիչով տրանզիստորի փականին կիրառված լարումը`

R_ա-ի վրա լարման անկումը կլինի`

 Վերջին հավասարումից  R_ա - ի համար կստանանք`          

>>

3.8. RC կապով ուժեղարարներ

Ուժեղարարներում տրանզիստորը կարող է միացվել երեք սխեմաներով` ընդհանուր էմիտերով, ընդհանուր բազայով և ընդհանուր  կոլեկտորով: Ուժեղարար կասկադներն էլ ըստ տրանզիստորի միացման սխեմայի, բաժանվում են երեք խմբի` ընդհանուր էմիտերով, ընդհանուր բազայով և ընդհանուր կոլեկտորով:

3.8.1. Երկբեռ տրանզիստորներով RC կապով ուժեղարարներ

3.8.1.1. Ընդհանուր էմիտերով կասկադ

Ընդհանուր էմիտերով կասկադի  սխեման  բերված  է  նկ.3.21-ում: Տրանզիստորի հանգստի ռեժիմը ընտրվում է R1, R2, R3, R_է  տարրերի վրա կառուցված շեղման շղթայի միջոցով: Մուտքային ազդանշանի Eգ լարման աղբյուրը իր Rգ ներքին դիմադրությամբ միացվում է կասկադի մուտքին C1 կոնդենսատորի միջոցով: Rբ բեռը միացվում է կասկադի ելքում C2 կոնդենսատորի միջոցով: C1, C2 կոնդենսատորները բաժանիչ կոնդենսատորներ են: Դրանք միացվում են մուտքային ազդանշանի աղբյուրը կասկադի մուտքային շղթայից և բեռը կասկադի ելքային շղթայից, ըստ հոսանքի հաստատուն բաղադրիչների բաժանելու նպատակով: Եթե մուտքային ազդանշանի աղբյուրը և բեռը միացվեն կասկադին անմիջական կապով (առանց կոնդենսատորների), կխախտվի տրանզիստորի հանգստի հաշվարկային ռեժիմը: Իրոք, C1-ի բացակայության դեպքում մուտքային ազդանշանի աղբյուրը իր ներքին R_գ դիմադրությամբ միանում  է զուգահեռ  R2-ին  և փոխում է տրանզիստորի U_0բէ լարման ու I_0բ հոսանքի հաշվարկային մեծությունները:

C2 կոնդենսատորի բացակայության դեպքում Rբ  ռեզիստորը միանում է զուգահեռ կասկադի ելքային շղթային և փոխում է U_0կէ լարման ու I_0կ հոսանքի հաշվարկային մեծությունները: C1, C2 կոնդենսատորների միացումը վերացնում է, ըստ հաստատուն հոսանքի, մուտքային ազդանշանի աղբյուրի և բեռի կապերը կասկադի հետ, հետևաբար և վերանում է դրանց ազդեցությունը տրանզիստորի հանգստի ռեժիմի վրա: C1,C2  կոնդենսատորների ունակությունների արժեքները վերցվում են մեծ (միկրոֆարադներ), որպեսզի դրանց դիմադրությունները և կասկադի ուժեղացման գործակիցը չփոքրանան:

Որոշենք կասկադի հիմնական  պարամետրերը: Այդ նպատակով  դիտարկենք կասկադի համարժեք սխեման ազդանշանների փոփոխական բաղադրիչների համար (նկ.3.22): Համարժեք սխեման կազմում ենք` տրանզիստորը փոխարինելով իր T-աձև համարժեք սխեմայով և E_կ լարման աղբյուրի կարճ միացումով:

Համարժեք սխեմայում նշանակված  է`  R_հ = R1IIR2 :

Կասկադի պարամետրերի ուսումնասիրությունը պարզեցնելու նպատակով  մուտքային ազդանշանի աշխատանքային հաճախությունների լրիվ միջակայքը բաժանում ենք երեք տիրույթների: Դրանք են` միջին հաճախությունների տիրույթ, ցածր հաճախությունների տիրույթ և բարձր հաճախությունների տիրույթ:

Միջին հաճախությունների տիրույթում C1, C2, C_է կոնդենսատորների դիմադրությունները և դրանց վրա լարման անկումները շատ փոքր են, կասկադի պարամետրերի վրա դրանց ազդեցությունը կարող ենք անտեսել: C_կէ ունակությունը շատ փոքր է (պիկոֆարադներ), հետևաբար դրա  դիմադրուությունը r_կէ դիմադրության համեմատ շատ մեծ է և դրա ազդեցությունը նույնպես կարող ենք անտեսել:

Այսպիսով, կասկադի համարժեք սխեման միջին հաճախությունների դեպքում կունենա նկ.3.23-ում պատկերված տեսքը: 

Օգտվելով կասկադի համարժեք սխեմայից` որոշենք հիմնական պարամետրերը միջին հաճախությունների դեպքում:

Մուտքային դիմադրություն: Կասկադի լրիվ մուտքային  դիմադրությունը որոշվում է հետևյալ բանաձևով`

որտեղ R_հ = R1IIR2 լարման բաժանիչի համարժեք դիմադրությունն է, R_մ`- ը  տրանզիստորի  մուտքային  դիմադրությունը: Հաշվի առնելով r<sub>կէ</sub>  >> r<sub>է</sub> պայմանը` համարժեք սխեմայից  տրանզիստորի  մուտքային դիմադրության  համար կարող ենք գրել`

Վերջին արտահայտությունը ցույց է տալիս, որ կասկադի  մուտքային դիմադրությունը մեծացնելու համար պետք է R_հ  դիմադրությունը մեծացնել, որը սակայն հանգեցնում է հանգստի կետի կայունության նվազման:

Ելքային դիմադրություն: Կասկադի ելքային դիմադրությունը որոշվում է մուտքում կարճ միացման և ելքում պարապ  ընթացքի ռեժիմում: Հաշվի առնելով, որ r_կէ >>r_է և r_կէ >>R_կ, կարող ենք գրել ելքային դիմադրության համար հետևյալ բանաձևը

Լարման ուժեղացման  գործակից: Կասկադի լարման ուժեղացման գործակիցը որոշվում է բեռի վրա ելքային U_ե և մուտքային E_գ  լարումների հարաբերությամբ`

Համարժեք սխեմայից, հաշվի առնելով որ  r_կէ >>r_է , ելքային  լարման համար կարող ենք գրել`

Բացասական « - » նշանը ցույց է տալիս որ մուտքային և ելքային լարումները հակափուլ են: Դա պայմանավորված է նրանով, որ մուտքային լարման աճը հանգեցնում է բազային I_բ և կոլեկտորային h_21էI_բ հոսանքների մեծացման: Արդյունքում մեծանում է R_կ-ի վրա լարման անկումը և U_ե0 = E_կ - I_կR_կ լարումը փոքրանում է: Նշանակում է որ մուտքային լարման մեծացումը հանգեցնում է ելքային լարման փոքրացման և հակառակը:

Հաշվարկների պարզեցման նպատակով, E_գ լարման աղբյուրը փոխարինում ենք համարժեք E_գ1 (նկ.3.24) լարման գեներատորով, որի  պարամետրերը  կլինեն`

Այդ փոխարինումից հետո նկ.3.23-ում պատկերված համարժեք  սխեման  ընդունում է նկ.3.24-ում բերված տեսքը:

Նկ.3.24-ից կարող ենք գրել`                 

Տեղադրելով (3.63) - ը  (3.62) - ի մեջ` որոշում ենք  Eգ - ն`                        

(3.62),(3.63), (3.64) հավասարումներից ընդհանուր էմիտերով կասկադի լարման ուժեղացման գործակցի համար կստանանք`                         

Վերջին հավասարումից երևում է, որ ընդհանուր  էմիտերով  կասկադի լարման ուժեղացման գործակիցը կախված է տրանզիստորի h_21է  ուժեղացման գործակցի և R_կ, R_բ, R_հ, R_գ  դիմադրությունների մեծություններից: Բացասական նշանը ցույց է տալիս, որ կասկադի մուտքային և ելքային լարումների միջև առաջանում է 18O⁰ փուլային շեղում: Մասավոր դեպքում, երբ Rգ=O, Rբ-ն ձգտում է անսահմանության կունենանք ուժեղացման գործակցի առավելագույն արժեքը`

Վերջին արտահայտությունից երևում է, որ մեծ  ուժեղացման գործակից ստանալու համար անհրաժեշտ է մեծացնել R_կ դիմադրությունը և ընտրել մեծ h_21է գործակցով տրանզիստոր: Սակայն R_կ-ի մեծությունը սահմանափակվում է տրանզիստորի հանգստի ռեժիմի ընտրումով:

Հոսանքի ուժեղացման գործակից: Այժմ դիտարկենք կասկադի հոսանքի ուժեղացման գործակիցը: Այդ նպատակով Eգ  լարման աղբյուրը փոխարինում ենք հոսանքի Iգ գեներատորով:

Այդ դեպքում հոսանքի աղբյուրի համար կարող ենք գրել`                                                                    

Բեռով հոսող հոսանքը `

Կասկադի հոսանքի ուժեղացման գործակիցը կլինի`          

Ընդհանուր էմիտերով կասկադի հոսանքի ուժեղացման գործակիցը, նույնպես, կախված է h_21է  ուժեղացման գործակցի և R_կ, R_գ, R_մ պարամետրերից: Rգ₁>>R_մ և Rկ>>Rբ պայմանների դեպքում հոսանքի ուժեղացման  գործակիցն  ունի առավելագույն  արժեք`  

Այժմ դիտարկենք ընդհանուր էմիտերով կասկադի համարժեք սխեման ցածր հաճախությունների տիրույթում: Ցածր հաճախությունների տիրույթում C1, C2, C_է կոնդենսատորների  դիմադրությունները մեծանում են: Մեծանում են նաև դրանց վրայի լարման անկումները, հետևաբար համարժեք սխեմայում անտեսել դրանց ազդեցությունները չի կարելի: C_կէ կոնդենսատորի  ունակությունը փոքր է, և դիմադրությունը ցածր հաճախությունների դեպքում մեծանում է: Թուլանում է դրա ազդեցությունը  սխեմայի աշխատանքի վրա, և համարժեք սխեմայում այն կարող ենք անտեսել: Կասկադի համարժեք սխեման կընդունի նկ. 2.5-ում բերված տեսքը: Համարժեք սխեմայում երեք կոնդենսատորների առկայությունը դժվարացնում է կասկադի պարամետրերի որոշումը:

Այն պարզեցնելու նպատակով քննարկենք կոնդենսատորների, ազդեցությունն առանձին-առանձին: Ենթադրենք C1 և C_է կոնդենսատորները ունեն անսահման մեծ ունակություններ, հետևաբար դրանց դիմադրությունները և դրանց վրա լարման անկումները շատ փոքր են և կարող ենք դրանց ազդեցությունով անտեսել: Այդ դեպքում կասկադի համարժեք սխեման կընդունի նկ.2.6 տեսքը:

Որոշենք C2-ի ազդեցությունն ուժեղացման գործակցի վրա: Նկ.3.26–ից կասկադի ելքային լարումը որոշվում է հետևյալ հավասարումով`

որտեղ        

Որոշենք ուժեղացման գործակիցը ցածր հաճախությունների տիրույթում, տեղադրելով Eգ-ի և Uեց2 -ի արժեքները  համաձայն` (3.63) և (3.70) հավասարումների` 

 Հաշվարկների ժամանակ օգտագործվում է ուժեղացման  գործակցի  մոդուլը: Ըստ (3.71) հավասարման այն կլինի`

Վերջին արտահայտությունը ցույց է տալիս, որ  ցածր հաճախությունների տիրույթում կասկադի ուժեղացման գործակիցը նվազում է: Իրոք, 

Ուժեղացման գործակցի կախվածությունը մուտքային ազդանշանի  հաճախությունից հանգեցնում է ուժեղարարում գծային և փուլային աղավաղումների առաջացման: Գծային աղավաղումների գործակիցը ցածր հաճախությունների տիրույթում կլինի`

Վերջին արտահայտությունը ցույց է տալիս, որ գծային աղավաղումները τ₂ -ի մեծացումից փոքրանում են: Հետևաբար C2 –ի ունակությունը պետք  է հնարավորին չափ մեծացնել: Օգտվելով (3.73)-ից` որոշենք  C2 -ի այն արժեքը, որի դեպքում կասկադը ապահովում է ωց հաճախության դեպքում անհրաժեշտ Mց<sub>2</sub> գործակիցը`

Հաշվարկների ժամանակ տրվում են ց , Mց₂, Rբ պարամետրերը: R_կ – ի դիմադրությունը հայտնի է հանգստի ռեժիմի ընտրումից: C2-ը  հաշվում են` համաձայն (3.74) հավասարման:

Փուլային աղավաղումների համար (3.73)-ից կստանանք`

որտեղից հետևում է, որ  փուլային  աղավաղումները  նույնպես  փոքրանում են C2-ի մեծացումից: Մասնավոր դեպքում, երբ

Այժմ որոշենք C1-ի ազդեցությունն ուժեղացման գործակցի վրա: Ենթադրենք C_է և C2 կոնդենսատորներն ունեն անսահման մեծ ունակություններ,  հետևաբար դրանց  դիմադրությունները և դրանց վրա  լարման անկումները շատ փոքր են, և կարող  ենք անտեսել: Համարժեք  սխեման կընդունի նկ.3.27 տեսքը: Սխեմայի մուտքային շղթայից կարող ենք գրել`                          

Նույն շղթայից մուտքային հոսանքը հավասար է`                                                                                                      

Տեղադրելով E_գ-ի արտահայտության մեջ I_մ-ի հավասարումը` պարզ ձևափոխումներով կստանանք

          Ուժեղացման գործակիցը կլինի`  

Այսպիսով, համեմատելով (3.71) և (3.78) հավասարումները` կարող ենք եզրակացնել, որ ուժեղացման գործակցի վրա C1 և C2 կոնդենսատորների ազդեցությունը նույնն է: C1 - ի պատճառով առաջացած գծային ու փուլային աղավաղումները կորոշվեն (3.73) և (3.75) հավասարումներով, տեղադրելով

C_է կոնդենսատորի  ազդեցությունն  ուժեղացման  գործակցի  վրա  կարող ենք գնահատել` օգտվելով ուժեղացման գործակցի վրա հետադարձ կապի ազդեցությունից: Ցածր հաճախությունների դեպքում C_է կոնդենսատորի XC_է դիմադրությունը մեծանում է: Այն զուգահեռ է միացված R_է-ին, հետևաբար, մեծանում է R_է ||XC_է դիմադրությունը և դրա վրա լարման անկումը: Դա հանգեցնում է բացասական հետադարձ կապի խորացման, ուժեղացման գործակցի փոքրացման և ցածր հաճախական աղավաղման առաջացման:

Այսպիսով,կատարված ուսումնասիրություններից կարող ենք եզրակացնել,որ C1, C2, C_է կոնդենսատորները ցածր  հաճախությունների միջակայքում փոքրացնում են ուժեղացման գործակցի մեծությունը, առաջացնում են հաճախական աղավաղումներ: Դա է պատճառը, որ ցածր հաճախությունների միջակայքում ուժեղարարի ամպլիտուդա-հաճախական բնութագիծը ձգտում է զրոյի (նկ.3.29) :

Աղավաղումները փոքրացնելու նպատակով` այդ կոնդենսատորների ունակությունների արժեքները վերցվում են շատ մեծ (տասնյակ և հարյուրավոր միկրոֆարադ):

Կասկադների հաշվարկների ժամանակ գծային աղավաղման M_ց գործակիցը տրվում է: Ընդունվում է M_ց1 = M_ց2 = M_ցէ = M_ցi և Mց_i –ն հաշվվում է   արտահայտությունից:

Անցնենք կասկադի աշխատանքի դիտարկմանը բարձր հաճախությունների տիրույթում: Բարձր հաճախությունների տիրույթում C1, C2, C_է կոնդենսատորների  դիմադրություններն  ավելի փոքր են, քան միջին հաճախությունների միջակայքում, հետևաբար դրանց ազդեցությունները համարժեք սխեմայում կարելի է անտեսել: C_կէ կոնդենսատորի դիմադրությունը նույնպես փոքր է, բայց քանի որ այն միացված է զուգահեռ r_կէ-ին, դրա ազդեցությունը սխեմայի աշխատանքի վրա չի կարող անտեսվել:

Բարձր հաճախությունների տիրույթում կասկադի համարժեք սխեման կընդունի նկ.3.28-ում բերված տեսքը:

Նկ.3.28-ից որոշենք ելքային լարումը, անտեսելով r_է դիմադրությունը Z_կէ ||R_կ ||Rբ դիմադրության համեմատ`

Լարման ուժեղացման գործակիցը կլինի`

Ստացված հավասարումից երևում է, որ հաճախության  մեծացումը հանգեցնում է ուժեղացման գործակցի նվազման:

Ուժեղացման գործակցի մոդուլի և հաճախական ու փուլային աղավաղումների համար կստանանք`

Մասնավոր դեպքում, երբ                        

Այսպիսով, կատարված ուսումնասիրությունից կարող ենք եզրակացնել, որ ընդհանուր էմիտերով կասկադում կոնդենսատորները միջին հաճախությունների տիրույթում ուժեղացման գործակցի վրա չեն ազդում, և այն մնում է հաստատուն (Ku = Ku0): Ցածր հաճախությունների միջակայքում C1,C2,C_է կոնդենսատորները, իսկ բարձր հաճախությունների միջակայքում` C_կէ ունակությունը փոքրացնում են ուժեղացման գործակիցը:

Անհրաժեշտ է նշել, որ հաճախության փոփոխումից  փոփոխվում է տրանզիստորի h_21է ուժեղացման գործակիցը: Կատարված ուսումնասիրություններում, այդ փոփոխությունն անտեսեցինք հաշվարկների պարզեցման նպատակով: Ավելի ճշգրիտ ուսումնասիրությունների դեպքում անհրաժեշտ է դիտարկել նաև h_21է գործակցի հաճախական փոփոխությունը:

Ընդհանուր էմիտերով կասկադի ամպլիտուդա - հաճախական և փուլա - հաճախական բնութագծերը  բերված  են  նկ.3.29-ում:

>>

3.8.1.2. Ընդհանուր բազայով կասկադ

Ընդհանուր բազայով կասկադի սխեման բերված է  նկ.3.30-ում: Eգ լարման աղբյուրը միացված է տրանզիստորի էմիտերին:

Սխեմայի մնացած տարրերի  նշանակությունը  նույնն  է, ինչ որ ընդհանուր էմիտերով կասկադում:

Կասկադի պարամետրերի ուսումնասիրման  նպատակով դիտարկենք կասկադի համարժեք սխեման, որը պատկերված է նկ.3.31-ում: Համարժեք սխեմայում տրանզիստորը փոխարինված է ընդհանուր բազայով միացման դեպքում իր համարժեք սխեմայով: Տրանզիստորի պարամետրերի միջև  կապը  ընդհանուր բազայով և ընդհանուր էմիտերով միացումների դեպքում հետևյալն են`

Համարժեք սխեմայից  որոշենք կասկադի պարամետրերը` օգտվելով ընդհանուր էմիտերով կասկադի պարամետրերի որոշման եղանակից: Սակայն  նկ.3.22-ի և  3.31-ի համեմատումը ցույց է տալիս, որ ընդհանուր էմիտերով և ընդհանուր բազայով կասկադների համարժեք սխեմաներն ունեն նույն տեսքը և տարբերվում են միայն որոշ պարամետրերի նշանակումներով: Չկրկնելու համար ընդհանուր էմիտերով կասկադի պարամերերի որոշման գործողությունները, ընդհանուր բազայով կասկադի պարամետրերը որոշում ենք ընդհանուր էմիտերով կասկադի պարամետրերի արտահայտություններից տեղադրելով դրանցում r_բ = = r_է,  r_է = r_բ,  R_հ = R_է, h_21է = h_21բ :    

Կատարելով նշված տեղադրումները, ընդհանուր բազայով կասկադի պարամետրերի համար  կստանանք հետևյալ արտահայտությունները`

(3.83)-ը ցույց է տալիս, որ ընդհանուր բազայով  կասկադի մուտքային  դիմադրությունը  շատ փոքր է: Իրոք,  (1- h_21բ )   O, հետևաբար  R_մ ≈ r_է: Լարման ուժեղացման գործակիցը ըստ (3.85)-ի կախված է բեռի Rբ դիմադրությունից և մեծանում է վերջինիս մեծացմամբ: Հոսանքի ուժեղացման գործակիցը, համաձայն արտահայտություն (3.86) - ի, փոքր է մեկից:

Ցածր և բարձր հաճախությունների տիրույթներում ընդհանուր էմիտերով և ընդհանուր բազայով կասկադների  համարժեք  սխեմաներն ունեն նույն տեսքը, հետևաբար C1, C2, C3, Cկ կոնդենսատորների ազդեցությունն ուժեղացման գործակցի վրա կլինի նույնը, ինչ որ ընդհանուր էմիտերով կասկադի դեպքում: Միակ տարբերությունն այն է, որ ընդհանուր  բազայով կասկադում C_կ ունակությունը (1+h21է ) անգամ փոքր է ընդհանուր էմիտերով կասկադի C_կէ  ունակությունից, հետևաբար _բ  ժամանակի հաստատունը ընդհանուր բազայով կասկադում ավելի փոքր է: Դա հանգեցնում է ընդհանուր բազայով կասկադում _սբ սահմանային բարձր հաճախության, հետևաբար հաճախականային բացթողման շերտի մեծացման, քանի որ երկու կասկադներում միևնույն M_սբ աղավաղման գործակիցը կապահովվի ընդհանուր բազայով կասկադում ավելի մեծ _սբ  արժեքի դեպքում :

Այսպիսով, կարող ենք ընդգծել ընդհանուր բազայով կասկադի  հետևյալ հատկանիշները` փոքր մուտքային և մեծ ելքային դիմադրություններ, հաճախությունների լայն թողանցման շերտ, մեկից փոքր հոսանքի ուժեղացման գործակից: Ուժեղացումը կատարվում է առանց փուլային շեղման, և լարման ուժեղացման գործակիցը կախված է բեռի դիմադրությունից:

>>

3.8.1.3.Ընդհանուր կոլեկտորով կասկադ ( էմիտերային կրկնիչ )

Ընդհանուր կոլեկտորով կասկադի սխեման բերված է  նկ.3.32 -ում: Այն կոչվում է նաև էմիտերային կրկնիչ: Ընդհանուր  կոլեկտորով կասկադում  ելքային  ազդանշանը  վերցվում է տրանզիստորի էմիտերային շղթայից: Տրանզիստորի հանգստի ռեժիմը ընտրվում է R1, R2, R_է դիմադրությունների միջոցով:

Կասկադի պարամետրերը որոշելու նպատակով դիտարկենք դրա համարժեք սխեման, որը բերված է նկ.3.33-ում: Միջին հաճախությունների տիրույթում անտեսում ենք C1, C2, C_կէ  կոնդենսատորների ազդեցությունները, և համարժեք սխեման ընդունում է նկ.3.34 - ում բերված տեսքը: Օգտվելով կասկադի համարժեք սխեմայից`որոշենք հիմնական պարամետրերը միջին հաճախությունների տիրույթում:

Լրիվ մուտքային դիմադրությունը որոշվում է հետևյալ հավասարումով`                                                          

R_մ - ն մուտքային դիմադրությունն  է  առանց  լարման  բաժանիչի դիմադրության և հավասար է`       

հաշվի առնելով, որ R_է||Rբ >> r_է և r_կէ  >> R_է||Rբ   կստանանք`

Եթե համեմատենք (3.57) և (3.89) հավասարումները և հաշվի առնենք  R_է ||R_բ>>r_է  պայմանը, կարող ենք եզրակացնել, որ ընդհանուր կոլեկտորով կասկադի մուտքային դիմադրությունը շատ մեծ է ընդհանուր էմիտերով կասկադի մուտքային  դիմադրությունից:

Լարման ուժեղացման գործակիցը կլինի`

(3.90) հավասարումը ցույց է տալիս, որ ընդհանուր կոլեկտորով  կասկադի լարման ուժեղացման գործակիցը փոքր է մեկից: Մասնավոր դեպքում, երբ Rգ=O, կստանանք K_u0≈1, այսինքն` կասկադի ելքում կրկնվում է մուտքային լարումը: Վերջին հանգամանքով է պայմանավորված այդ կասկադի էմիտերային կրկնիչ անվանումը:

Որոշենք կասկադի հոսանքի ուժեղացման գործակիցը`

Ընդհանուր կոլեկտորով կասկադի հոսանքի ուժեղացման գործակիցը կախված է R_գ1,R_բ, R_է դիմադրություններից: Մասնավոր դեպքում, երբ R_գ1>> R_մ  և R_բ << (r_կէ||R_է ) կստանանք ուժեղացման գործակցի առավելագույն արժեքը` K_I0 = (1+ h_21է ):

Կասկադի ելքային դիմադրությունը որոշվում է ելքում պարապ  ընթացքի և մուտքում կարճ միացման  դեպքերում: Կասկադի համարժեք սխեմայից ելքային դիմադրության համար կարող ենք գրել                      

Rբ_1կ դիմադրությունը որոշելու նպատակով Բ1 և Կ կետերի միջև  միացնենք U լարումը: Այդ լարումը կառաջացնի հետևյալ հոսանքները`   

Լրիվ հոսանքը կլինի`

Rբ_1կ դիմադրությունը հավասար է`

(3.92)-ից կասկադի ելքային դիմադրության համար կստանանք`

Սովորաբար, r_կէ >> (R_գ1 + r_բ) / (1+h_21է) և կարող ենք գրել

Վերջին հավասարումը ցույց է տալիս, որ ընդհանուր  կոլեկտորով կասկադի ելքային դիմադրությունը շատ փոքր  մեծություն է: Իրոք,  R_գ1= O, r_է = r_բ = 50 Օմ, R_է = 1կՕմ, h_21է = 6O կունենանք` R_ե 5O Օմ:

Այսպիսով, կարող ենք նշել ընդհանուր կոլեկտորով կասկադի հետևյալ հատկությունները: Կասկադն օժտված է մեծ մուտքային, փոքր ելքային դիմադրություններով, լարման ուժեղացման  գործակիցը փոքր է մեկից, հոսանքի և հզորության ուժեղացման գործակիցները մեծ են:

Շնորհիվ մեծ մուտքային և փոքր ելքային դիմադրությունների` այս կասկադը կիրառվում է իբրև երկու սարքերը համաձայնեցնող շղթա, որոնցից առաջինն ունի մեծ ելքային, իսկ երկրորդը` փոքր մուտքային դիմադրություն:

Ընդհանուր կոլեկտորով կասկադում ունակությունների  ազդեցությունը ուժեղացման գործակցի վրա նույնն է, ինչ որ ընդհանուր էմիտերով կասկադում, հետևաբար կասկադների ամպլիտուդա-հաճախաւկան և փուլա-հաճախական բնութագծերը ունեն նույն տեսքը:                

 Բարդ էմիտերային կրկնիչներ: Ընդհանուր  կոլեկտորով կասկադի պարամետրերի  լավացման  նպատակով կասկադի սխեմայում ավելացվում են լրացուցիչ տարրեր, որը հանգեցնում է կասկադի սխեմայի բարդացման, և ի տարբերություն պարզ էմիտերային կրկնիչի, վերջինները կոչվում են բարդ էմիտերային կրկնիչներ:

Բաղադրյալ տրանզիստորով բարդ էմիտերային կրկնիչի սխեման բերված է նկ.3.35-ում, որտեղ մեկ տրանզիստորի փոխարեն օգտագործվում է VT1,VT2 տրանզիստորներով կառուցված բաղադրյալ տրանզիստոր (VTբ): Բաղադրյալ տրանզիստորի ուժեղացման (h_21է)բ  գործակիցը որոշվում է տրանզիստորների ուժեղացման գործակիցների արտադրյալով (h_21է)բ  (h_21է)²:    

Բարդ էմիտերային կրկնիչի պարամետրերը կարող ենք որոշել` օգտվելով ընդհանուր կոլեկտորով կասկադի պարամետրերի (3.89),(3.90), (3.91), (3.92)  հավասարումներից, տեղադրելով դրանց մեջ h<sub>21է</sub>  (h<sub>21է</sub>)բ `                                                                                         

Ստացված հավասարումներից դժվար չէ եզրակացնել, որ բարդ  էմիտերային կրկնիչի հոսանքի ուժեղացման գործակիցը և մուտքային դիմադրությունը մեծանում են մոտ h_21է  անգամ, իսկ ելքային դիմադրությունը փոքրանում է նույնքան անգամ: (3.95),(3.96),(3.97),(3.98) հավասարումներից երևում է, որ էմիտերային կրկնիչի պարամետրերը կախված են R_է դիմադրության արժեքից, և վերջինիս մեծացումից պարամետրերը լավանում են: Սակայն R_է-ի արժեքը սահմանափակվում է տրանզիստորի հանգստի  ռեժիմի ապահովումով և շատ մեծացնել հնարավոր չէ:

Բարդ էմիտերային կրկնիչի մեկ այլ սխեմա բերված է նկ.3.36 -ում: Այստեղ R_է ռեզիստորը փոխարինված է VT2 տրանզիստորով: VT2-ի հանգստի ռեժիմն ընտրվում է R3 ռեզիստորի միջոցով: Տրանզիստորը միշտ բաց է այն չափով, որ կոլեկտոր-էմիտեր դիմադրությունը փոքր է ըստ հոսանքի հաստատուն բաղադրիչի և ապահովում է VTբ բաղադրյալ տրանզիստորի հանգստի հոսանքները: Երբ կրկնիչի մուտքին տրվում է փոփոխական լարում, տրանզիստորներով անցնում է հոսանքի փոփոխական բաղադրիչը: Այդ բաղադրիչի նկատմամբ  տրանզիստորի կոլեկտոր-էմիտեր r_կէ դիմադրությունը շատ մեծ է: Քանի որ էմիտերային կրկնիչի պարամետրերը որոշվում են հոսանքի  փոփոխական բաղադրիչի դեպքում, ապա այս սխեմայի պարամետրերը կորոշվեն (3.89).. .(3.93) հավասարումներով` փոխարինելով R<sub>է</sub> - ն r<sub>կէ</sub> -ով: Հաշվի առնելով որ r<sub>կէ</sub> >>R<sub>է</sub> պայմանը` վերոհիշյալ հավասարումներից կարող ենք եզրակացնել, որ նկ.3.36-ում պատկերված էմիտերային կրկնիչն ունի ավելի մեծ մուտքային դիմադրություն և հոսանքի ուժեղացման գործակից, քան նկ.3.32-ում բերված էմիտերային կրկնիչը: Վերջին սխեման կոչվում է դինամիկ բեռով Էմիտերային կրկնիչ: Դա պայմանավորված է նրանով, որ VT2 տրանզիստորը դինամիկ դիմադրություն է: Հոսանքի հաստատուն բաղադրիչի համար այն փոքր դիմադրություն է, իսկ փոփոխական բաղադրիչի համար` մեծ:

Էմիտերային կրկնիչի R_լմ լրիվ մուտքային դիմադրությունը  կախված է R_հ=R1IIR2 լարման բաժանիչի դիմադրությունից: Հետևաբար մեծ լրիվ մուտքային դիմադրություն ստանալու համար պետք է մեծացնել R1, R2 դիմադրությունները: Սակայն  վերջիններս ընտրվում են տրանզիստորի  հանգստի  ռեժիմի  ապահովման  և  ջերմային կայունացման պայմաններից և չեն կարող շատ մեծացվել: էմիտերային կրկնիչում լարման  բաժանիչի  ազդեցությունը լրիվ մուտքային դիմադրության վրա վերացված է նկ.3.37-ում բերված սխեմայում:

Այստեղ լարման բաժանիչի և տրանզիստորի բազայի միջև միացված է R3 ռեզիստորը, որի մի ծայրին տրվում է մուտքային ազդանշանը, իսկ մյուս ծայրին` ելքայինը` C1 կոնդենսատորի միջոցով: R3 դիմադրությունը վերցվում է շատ փոքր, այնպես որ այն չի ազդում տրանզիստորի հանգստի ռեժիմում բազային  հոսանքի  վրա: Քանի որ  էմիտերային  կրկնիչի համար Ku0  1, R3 -ի երկու ծայրերում ունենք իրար հավասար փոփոխական լարումներ և փոփոխական հոսանքը R3-ով բացակայում է: Կապը լարման բաժանիչի և տրանզիստորի  բազայի միջև  ըստ հոսանքի փոփոխական բաղադրիչի վերանում է, վերացնելով  լարման բաժանիչի ազդեցությունը կրկնիչի մուտքային  դիմադրության վրա: 

>>

3.8.1.4 Փուլաշրջիչ  կասկադ

Էլեկտրոնային մի շարք շղթաներում  օգտագործվում  են  սխեմայի ընդհանուր կետի նկատմամբ իրար հավասար և 180⁰ փուլային շեղումով երկու ազդանշաններ: Այդպիսի ազդանշաններ ստացվում են երկրորդային փաթույթում դուրս բերված զրոյական կետով տրանսֆորմատորների օգնությամբ: Սակայն տրանսֆորմատոր կիրառելիս սարքի չափերը մեծանում  են, և առաջանում են ոչ գծային ու հաճախական աղավաղումներ:

Այդ թերությունները վերացված են փուլաշրջիչ կասկադում, որի սխեման բերված է նկ.3.38-ում: Սխեման տարբերվում  է ընդհանուր էմիտերով կասկադից միայն նրանով, որ տրանզիստորի էմիտերային շըղթայում բացակայում է C_է ունակությունը և միացված է R_բ2 երկրորդ բեռը: R_բ1-ի նկատմամբ սխեման ընդհանուր էմիտերով կասկադ է, որի  մուտքում և ելքում լարումների միջև փուլային շեղումը 18O⁰ է: R_բ2 - ի նկատմամբ սխեման էմիտերային կրկնիչ է, որի մուտքում և ելքում լարումների միջև փուլային շեղումը բացակայում է: Հետևաբար R_բ1 և R_բ2 բեռների վրա ստանում ենք իրար  նկատմամբ 18O⁰ փուլային շեղումով լարումներ: Այդ լարումների ամպլիտուդների հավասարության համար պետք ապահովել կասկադների ուժեղացման գործակիցների բացարձակ արժեքների հավասարությունը:

Ընդհանուր էմիտերով կասկադի ուժեղացման գործակիցը որոշվում է (3.60) հավասարմամբ: Փուլաշրջիչ կասկադում C_է կոնդենսատորի բացակայության պատճառով R_է-ի միջոցով առաջանում է բացասական հաջորդական հետադարձ կապ, ինչը հանգեցնում է կասկադի մուտքային դիմադրության մեծացմանը և ուժեղացման գործակցի փոքրացմանը: Կասկադի R_մ1  մուտքային դիմադրությունը և Kuo1 ուժեղացման գործակիցը կորոշվեն (3.56) և (3.58) հավասարումներով:

 Տեղադրելով դրանցում r_է -ի փոխարեն (r_է + R_է) կստանանք`

Էմիտերային կրկնիչի պարամետրերը կարող  ենք  որոշել  (3.90), (3.91) հավասարումներով` հաշվի առնելով R<sub>կ</sub> << r<sub>կէ</sub>  պայմանը`

Համեմատելով (3.99), (3.100) , (3.101), (3.102) հավասարումները` տեսնում ենք, որ կասկադի երկու ելքերում  ազդանշանների միևնույն ամպլիտուդ ստանալու համար պետք է ապահովել հետևյալ պայմանները` R_բ1=R_բ2, R_է=Rկ, h_21է >>1: Այդ դեպքում կստանանք Ku01  Ku02: Փուլաշրջող կասկադի հաճախությունների թողանցման շերտը սահմանափակվում է ընդհանուր էմիտերով կասկադի թողանցման շերտի  մեծությամբ, քանի որ էմիտերային կրկնիչի և ընդհանուր էմիտերով  կասկադի հաճախությունների թողանցման շերտերը իրար հավասար են:

Երկբևռ տրանզիստորների վրա կառուցված  կասկադների ուսումնասիրությունը կատարեցինք`n-p-n տեսակի տրանզիստորների կիրառմամբ: Ստացված  արդյունքները ճիշտ են նաև p-n-p տրանզիստորների  կիրառման դեպքում, միայն պետք է փոփոխել E_կ  լարման աղբյուրի միացման բևեռականությումը:

>>

3.8.2.Դաշտային տրանզիստորներով RC կապով ուժեղարարներ

Դաշտային տրանզիստորներով ուժեղարար կասկադները  կառուցվում են նույն սկզբունքով, ինչ որ երկբևեռ տրանզիստորներով կառուցվածները: Տարբերությունը միայն այն է, որ դաշտային տրանզիստորները կառավարվում են ոչ թե մուտքային հոսանքով, այլ` լարումով: Այդ պատճառով տրանզիստորի հանգստի ռեժիմը ապահովվում է հաստատուն լարման կիրառումով: Դաշտային ինչպես և երկբևեռ տրանզիստորներն ուժեղարար կասկադներում միացվում են երեք սխեմաներով: Համապատասխանաբար կասկադները կոչվում են` ընդհանուր ակունքով, ընդհանուր փականով և ընդհանուր ըմպիչով: Ընդհանուր փականով կաասկադն ունի փոքր մուտքային դիմադրություն և մեծ կիրառություն չի գտել: Այդ պատճառով սահմանափակվենք միայն ընդհանուր ակունքով և ընդհանուր ըմպիչով կասկադների ուսումնասիրմամբ:

>>

3.8.2.1.Ընդհանուր ակունքով կասկադ

Ընդհանուր ակունքով կասկադի սխեման, ներդրված n հաղորդականության հոսքուղով դաշտային տրանզիստորով, բերված է նկ.3.39ա-ում: Տրանզիստորի հանգստի ռեժիմի ընտրման սկզբունքը նույնն է, ինչ որ երկբևեռ տրանզիստորների դեպքում: Այդ ռեժիմը ընտրվում է R2 և R_ա ռեզիստորների միջոցով: Տրանզիստորի ակունքային I_ա= I_ը հոսանքը R_ա-ի վրա առաջացնում է U_0ափ = I_0ըR_ա  լարման անկում, որը R2–ի միջոցով հաղորդվում է փական-ակունք շղթային: Միաժամանակ R_ա-ի միջոցով ստեղծվում է ըստ հաստատուն հոսանքի բացասական հետադարձ կապ, ինչն ապահովում է հանգստի ռեժիմի կայունությունը ջերմաստիճանի և տրանզիստորի պարամետրերի փոփոխության դեպքում:

Ըմպիչային Rը ռեզիստորն ապահովում է տրանզիստորի U_ըա լարումը հանգստի ռեժիմում: C1, C2, Cա կոնդենսատորների դերը նույնն է, ինչ որ C1,C2,C_է կոնդենսատորների դերը ընդհանուր էմիտերով կասկադում: Eը  -ն սնման լարման աղբյուրն է, Rբ-ն` բեռի դիմադրությունը: R<sub>ա</sub>-ն հաշվում ենք հետևյալ հավասարումով`

 Տրանզիստորի հանգստի կետի U_0փա և I₀ը   մեծությունները ընտրվում են տրանզիստորի փոխանցման բնութագծից, ելնելով մուտքային լարման առավելագույն արժեքից և ոչ գծային աղավաղման թույլատրելի մեծությունից (նկ.3.39.բ):

Որոշ դեպքերում, հանգստի ռեժիմի բարձր  կայունություն ապահովելու նպատակով R_ա - ն վերցնում են ավելի մեծ, քան պահանջվում է հանգստի ռեժիմի ապահովման համար (ապահովում են խորը բացասական հետադարձ կապ), որի հետևանքով U_0փա լարումը նվազում է, և հանգստի հաշվարկային ռեժիմը խախտվում է: Հանգստի անհրաժեշտ ռեժիմի ապահովման նպատակով միացվում է R1 ռեզիստորը: R1-ի դիմադրությունը կարող ենք հաշվել լարման նվազման փոխհատուցման պայմանից`

U_ա լարումը որոշվում է օգտվելով Eը սնման լարման արժեքից`

 Տրանզիստորի  հանգստի ռեժիմի կայունությունը կախված է Uա-ի մեծությունից: Ինչքան մեծ  է  Uա - ն, այնքան  մեծ  է  հանգստի ռեժիմի կայունությունը (բացասական հետադարձ կապը խորն է): Սակայն Uա-ի  մեծացումը` հանգեցնում է Eը -ի մեծացման, ինչը ցանկալի չէ:

Հաշվարկների ժամանակ  կասկադի տարրերը ընտրվում են`

R2 = (1...2) մՕմ, Uա = (0.1...0.3) Eը, Rը = (0.05...0.15) r_i :

Ընդհանուր ակունքով կասկադը ազդանշանն ուժեղացնելիս, մուտքի և ելքի լարումների միջև առաջացնում է  180⁰ փուլային շեղում:  Կասկադի մուտքում ազդանշանի դրական կիսապարբերության դեպքում տրանզիստորն ավելի է բացվում, Rը դիմադրությամբ անցնող հոսանքն աճում է, աճում է նաև այդ դիմադրության վրայի լարման անկումը հետևաբար ելքային լարումը` U_ե = Eը - IըRը նվազում է: Կասկադի ելքում ստանում ենք բացասական կիսապարբերություն:          

p - n անցումով կառավարմամբ դաշտային տրանզիստորով կասկադի սխեման և աշխատանքի սկզբունքը լրիվ նույնն է, ինչ որ վերը դիտարկված կասկադի սխեման:

Ինդուկտված n հոսքուղիով դաշտային տրանզիստորով ընդհանուր ակունքով կասկադի սխեման բերված է նկ.3.40 - ում:

Տրանզիստորի հանգստի ռեժիմի ընտրման սկզբունքը նույնն է, ինչ որ նախորդ տրանզիստորի դեպքում: Տարբերությունն այն է, որ մուտքային շեղման լարման բացակայության  դեպքում  տրանզիստորը  փակ  է  (նկ.3.40), և հանգստի ռեժիմի ընտրման համար անհրաժեշտ U_0ափ լարումը ապահովվում է R1, R2, Rա ռեզիստորների միջոցով (R1-ի միացումը պարտադիր է):

Որոշենք կասկադի պարամետրերը: Փոխարինելով տրանզիստորն իր համարժեք սխեմայով` կազմում ենք կասկադի համարժեք սխեման հոսանքի փոփոխական բաղադրիչի համար  (նկ.3.41): Համարժեք  սխեմայում Eգ մուտքային ազդանշանի  Rգ  դիմադրությունն  անտեսված էկասկադի մեծ մուտքային դիմադրության պատճառով, և այդ դեպքում U_մ = Eգ: C1,  C2   կոնդեսատորները,  ինչպես  և  ընդհանուր  էմիտերով կասկադում, մեծ ունակություններ են, դրանց դիմադրությունները շատ փոքր են, և համարժեք սխեմայում ունակություններն անտեսում  ենք:

Տրանզիստորի C_փը,C_ըա,C_փա ունակությունները փոքր են, դիմադրությունները` մեծ: C_փա, C_ըա ունակությունները զուգահեռ են միացված հոսքուղու r_i  դիմադրությանը: Հաշվի առնելով, որ այդ ունակությունների դիմադրությունները շատ մեծ են  r_i -ից, հետևաբար դրանցով հոսանքները շատ փոքր են, փոխարինման սխեմայում դրանց ազդեցությունն անտեսում ենք, և համարժեք սխեման միջին հաճախությունների տիրույթում ընդունում է նկ.3.42 տեսքը:

Հաշվի առնելով որ, C_փը ունակության դիմադրությունը շատ մեծ է, նկ.3.42-ից կարող ենք գրել կասկադի ուժեղացման գործակցի հավասարումը հետևյալ տեսքով`        

Սովորաբար r_i >> ( R_ը||R_բ ) և եթե R_բ >> R_ը , կստանանք` 

Վերջին արտահայտությունը ցույց է տալիս, որ ուժեղացման  գործակիցը մեծացնելու համար պետք է Rը  դիմադրությունը հնարավորին չափ մեծացնել: Rը - ի մեծությունը  սահմանափակվում է կասկադում գծային աղավաղումների մակարդակով:  Շատ մեծ Rը դիմադրության դեպքում բարձր հաճախությունների տիրույթում Cըա ունակության դիմադրությունը դառնում է համեմատելի Rը -ի հետ, հետևաբար համարժեք սխեմամայում Cըա ունակությունն անտեսել չի կարելի: Այդ դեպքում       Cըա -ի դիմադրությունը զուգահեռ միանալով Rը  դիմադրությանը` փոքրացնում  է  ըմպիչային շղթայի դիմադրությունը և կասկադի ուժեղացման գործակիցը:

Կասկադի մուտքային դիմադրությունը որոշվում է  լարման  բաժանիչի դիմադրությամբ`

Ելքային դիմադրությունը `

(3.110) հավասարումը ցույց է տալիս, որ ուժեղացման գործակցի մեծացման նպատակով Rը - ի մեծացումը հանգեցնում է  ելքային դիմադրության մեծացմանը:

Ցածր հաճախությունների տիրույթում C1, C2, Cա կոնդենսատորների ազդեցությունը կասկադի ուժեղացման գործակցի վրա  նույնն է, ինչ որ C1, C2, C_է կոնդենսատորների ազդեցությունը ընդհանուր էմիտերով կասկադում:

Բարձր հաճախությունների տիրույթում C_փա,C_փը,C_ըա ունակությունների դիմադրությունները փոքրանում են, որը հանգեցնում է ուժեղացման գործակցի, մուտքային և ելքային դիմադրությունների փոքրացմանը:

>>

3.8.2.2. Ընդհանուր ըմպիչով կասկադ (ակունքային կրկնիչ)          

Ակունքային կրկնիչի սխեման իր կառուցվածքով նման է  էմիտերային կրկնիչի սխեմային (նկ.3.43): R1, R2, Rա ռեզիստորները միացվում են տրանզիստորի հանգստի ռեժիմն ընտրելու նպատակով: Այդ  ռեժիմում որպես բեռ ծառայում է Rա ռեզիստորը, իսկ փոփոխական ազդանշանի համար` Rա||Rբ դիմադրությունը:

Ակունքային կրկնիչի փոխարինման սխեման կազմվում է` փոխարինելով տրանզիստորը համարժեք սխեմայով ընդհանուր ըմպիչով միացման դեպքում և կարճ փակելով Eը լարման աղբյուրը  (նկ.3.44):

Միջին  հաճախությունների տիրույթում C1, C2, Cաը, Cփը  ունակությունների ազդեցությունը կարող ենք անտեսել, ինչպես նախորդ կասկադում, և փոխարինման սխեման ընդունում է նկ.3.45-ում բերված տեսքը:

Ակունքային կրկնիչում մուտքային և ելքային լարումների   միջև առնչությունը հետևյալն է`                     

Միաժամանակ  կասկադի համարժեք սխեմայից կարող ենք գրել ելքային լարման հետևյալ բանաձևը`                

Տեղադրելով (3.112)-ից U_փա-ն (3.113) հավասարման մեջ, որոշում ենք կասկադի լարման ուժեղացման գործակիցը`

Սովորաբար r_i >> R_ա||R_բ , հետևաբար`

Ստացված  հավասարումից երևում է, որ ուժեղացման  գործակիցը մեծանում է տրանզիստորի բնութագծի s թեքության և RաIIRբ դիմադրության մեծացման շնորհիվ: Ուժեղացման գործակիցը ձգտում է մեկի և այն մեկին մոտեցնելու համար պետք է  ընտրել առավելագույն թեքությամբ օժտված տրանզիտոր:

Ակունքային կրկնիչի մուտքային դիմադրությունը որոշվում է  R_մ = R1IIR2 լարման բաժանիչի դիմադրությամբ: Ի տարբերություն ընդհանուր ակունքով կասկադի, որտեղ նույնպես մուտքային դիմադրությունը որոշվում է լարման բաժանիչի դիմադրությամբ, այստեղ  R1IIR2 մեծությունը վերցվում է շատ ավելի մեծ, և ակունքային կրկնիչի  մուտքային դիմադրությունը մեծանում է: Ակունքային կրկնիչում տրանզիստորի փական-ակունք լարումը շատ ավելի փոքր է (U_փա= U_մ-U_ե, իսկ U_ե ≈U_մ), քան ընդհանուր ակունքով կասկադում: Այդ պատճառով տրանզիստորի մուտքային հոսանքն էլ ակունքային կրկնիչում ավելի փոքր է, քան ընդհանուր ակունքով կասկադում, և ակունք-փական դիմադրության ջերմային փոփոխւթյունն ավելի թույլ է: Վերջին հանգամանքն էլ թույլ է տալիս ընտրել ավելի մեծ դիմադրությամբ լարման բաժանիչ:

Ակունքային կրկնիչի ելքային դիմադրությունը որոշում են անջատված բեռի դեպքում` կիրառելով ելքում U լարումը: U լարման  շնորհիվ ելքային շղթայով անցնում է I հոսանքը, որը կարտահայտվի հետևյալ հավասարմամբ`

  որտեղ μ = sգr_i կոչվում է տրանզիստորի ստատիկ ուժեղացման գործակից:

          Կասկադի ելքային դիմադրությունը կլինի`  

Ակունքային  կրկնիչի ելքային դիմադրությունը փոքր  է  ընդհանուր  ակունքով  կասկադի  ելքային  դիմադրությունից  և  գտնվում  է 100...  3000 Օմ միջակայքում:

>>

3.9.Հզորության ուժեղարարներ

Հզորության ուժեղարարի հիմնական դերը բեռին անհրաժեշտ հզորության փոխանցումն է` սնման աղբյուրի էներգիայի  նվազագույն ծախսով և թույլատրելի գծային ու ոչ գծային աղավաղումներով: Հզորության ուժեղարարները ելքային կասկադներ են: Դրանց համար հիմնական պարամետրեր են բեռում անջատված  հզորությունը, օգտակար գործողության գործակիցը և ոչ գծային աղավաղումների մակարդակը: Մեծ հզորությունների ապահովումը  ենթադրում է տրանզիստորների աշխատանքը մեծ հոսանքներով և լարումներով: Դա նշանակում, որ ուժեղարարներում փոփոխական լարման և հոսանքի արժեքները պետք է մոտավորապես հավասար լինեն տրանզիստորների հանգստի ռեժիմի հաստատուն արժեքներին: Այդ պատճառով ուժեղարարի պարամետրերի վրա զգալիորեն ազդում են տրանզիստորների աշխատանքային ռեժիմը և բնութագծերի ոչ գծայնությունը: Փոքր ազդանշանի պարամետրերը այստեղ կիրառելի չեն, և պետք է օգտագործվի  հաշվարկի գրաֆոանալիտիկական եղանակը:

Օգտակար գործողության գործակիցը և ոչ գծային աղավաղումները կախված են տրանզիստորի աշխատանքային ռեժիմից: Եթե պահանջվում են փոքր ոչ գծային աղավաղումներ, ընտրվում է A ռեժիմ: Մեծ օգտակար գործողության գործակից ապահովվում է B և AB ռեժիմներում: Վերջին երկու ռեժիմներում ոչ գծային աղավաղումները փոքրացնելու նպատակով օգտագործվում են երկտակտ հզորության ուժեղարարներ:

Երկտակտ հզորության ուժեղարարները բաղկացած են երկու միատակտ ուժեղարարներից, որոնք աշխատում են մեկ ընդհանուր բեռով, և կառավարվում են միևնույն մուտքային լարման աղբյուրի երկու հակափուլ տատանումներով: Միատակտ ուժեղարարները կոչվում են թևեր: Բեռի վրա լարումը ձևավորվում է երկու թևերով անցնող հոսանքների տարբերությամբ:

Հզորության ուժեղարարում տրանզիստորի միացման սխեման կազմվում է ըստ ուժեղարարին ներկայացված պահանջների: Ընդհանուր կոլեկտորով միացումը հիմնականում օգտագործվում է առանց  տրանսֆորմատորի կիրառման ելքային կասկադներում: Ընդհանուր բազայով սխեմայում տրանզիստորն ունի կոլեկտորային լարման և հոսանքի թույլատրելի առավելագույն արժեքը, որի պատճառով ընդհանուր բազայով միացումն ապահովում է բեռի վրա ամենամեծ հզորության անջատում: Բացի դրանից, այն ավելի կայուն է շրջապատի ջերմաստիճանի փոփոխության նկատմամբ: Ընդհանուր էմիտերով միացումն ապահովում է հզորության մեծ ուժեղացման գործակից, սակայն մեծ են ոչ  գծային աղավաղումները և էներգիայի ծախսը ռեժիմի ջերմակայունացման շղթաներում:

Հզորության ուժեղարարներում կիրառվում են անմիջական և տրանսֆորմատորային կապերը: Տրանսֆորմատորային կապով ուժեղարարներում հեշտությամբ իրականացվում է ուժեղարարի ելքային և բեռի դիմադրությունների համաձայնեցում: Դա ապահովում է ուժեղարարից բեռին առավելագույն հզորության փոխանցում: Սակայն տրանսֆորմատորի օգտագործումը հանգեցնում է ուժեղարարի չափսերի մեծացման և ոչ գծային ու հաճախական աղավաղումների առաջացման:

Անմիջական կապով հզորության ուժեղարարներում բեռի հետ կապը իրականացվում է անմիջականորեն, առանց տրանսֆորմատորի և կոնդենսատորների: Վերջիններիս բացակայությունն ապահովում է փոքր չափսեր ու աղավաղումներ և հնարավորություն է տալիս դրանք պատրաստել ինտեգրալ  միկրոսխեմայի տեսքով:Գործնական սխեմաներում մեծ կիրառություն են գտել երկտակտ հզորության ուժեղարարները, ուրեմն կսահմանափակվենք դրանց դիտարկումով: 

>>

3.9.1. Անմիջական կապով հզորության երկտակտ ուժեղարարներ

Անմիջական կապով հզորության երկտակտ ուժեղարարի պարզագույն սխեման բերված է նկ. 3.46,ա-ում: Այն բաղկացած է երկու տարբեր հաղորդականության VT1, VT2 տրանզիստորներից, որոնք աշխատում են ընդհանուր Rբ բեռով էմիտերային կրկնիչների ռեժիմում:

Տրանզիստորների բազաներին հաստատուն լարում չի կիրառված, և դրանք աշխատում են B դասում:

Մուտքային U_մ լարման բացակայության դեպքում VT1, VT2 տրանզիստորները փակ են: Դրանցով անցնում են հակառակ ուղղության փոքր հոսանքները, որոնք իրար փոխհատուցում են: Բեռով հոսանքը և բեռի վրա լարումը բացակայում են: Մուտքային լարման կիրառման դեպքում դրական կիսապարբերությունից VT1 տրանզիստորը բացվում է, VT2-ը մնում է փակ: Բեռով անցնում է I₁-I₂ ≈ I₁ հոսանքը, և ելքում ստացվում է U_ե ≈ I₁Rբ լարումը: Բացասական կիսապարբերության դեպքում բացվում է VT2-ը, VT1-ը մնում է փակ: Այժմ բեռով անցնում է I₂ - I₁ ≈ I₂ հոսանքը, և ելքում ստացվում է U_ե ≈ I₂Rբ լարումը: Քանի որ բեռով I₁ և I₂ հոսանքների ուղղությունները հակառակ են, ելքում ստացվում է փոփոխական լարում:

Նկ.3.47-ում բերված են VT1,VT2 տրանզիստորների մուտքային և VT1-ի ելքային բնութագծերը: VT1, VT2 տրանզիստորների հանգստի ռեժիմի ընտրումը կատարվում է գրաֆա-անալիտիկ եղանակով: VT1-ի ելքային բնութագծի վրա կառուցված է բեռնավորման BC գիծը: Այն կառուցվում է բնութագծի երկու (B և C) կետերով, համաձայն I_կ1 =   =(E_կ1 -U_կէ1 )/R_կ հավասարման: U_կէ1 = 0 դեպքում, I_կ1=E_կ1/R_կ  (C կետ) և I_կ1 = 0 դեպքում` E<sub>կ1</sub> = U<sub>կէ1</sub> (B կետ): BC գծի հատման կետը տրանզիստորի ելքային բնութագծերի հետ I<sub>բ1,1</sub> բազային հոսանքի դեպքում բնորոշում է տրանզիստորի B1 կետը փակ վիճակում և I<sub>բ1,6</sub>-ի դեպքում` C1 կետը հագեցված վիճակում :

Տրանզիստորի հագեցված և փակ վիճակներում U_կէ1h և I_կ01 մեծությունները շատ փոքր են և հետագա ուսումնասիրությունների դեպքում անտեսվում են: VT2-ի ելքային բնութագծերի վրա  բեռնավորման գծի կառուցումը կատարվում է նույն սկզբունքով: I_կ2 հոսանքը և U_կէ2 լարումը կտարբերվեն I_կ1 և U_կէ1 – ից միայն բևեռականությամբ:

Որոշենք ուժեղարարի օ.գ.գ.-ն ակտիվ բեռի և մուտքային սինուսոիդային լարման դեպքում:

Բեռի վրա անջատված հզորությունը`

որտեղ I_բm- ը` բեռով անցնող հոսանքի ամպլիտուդն է, U<sub>բm</sub>- ը` բեռի վրա լարման ամպլիտուդը, |E_կ1| = E_կ2=E_կ–ն` սնման լարումն է,  ξ=U<sub>բm</sub> / E<sub>կ</sub> –ն` սնման լարման օգտագործման գործակիցն է:

Սնման աղբյուրից տրանզիստորների  ծախսած բաբախող հոսանքի միջին արժեքը 0-ից 2π միջակայքում կլինի`

Սնման աղբյուրից ծախսված հզորությունը կլինի`

Ուժեղարարի օ.գ.գ.- ն`

Առավելագույն օ.գ.գ-ն ստացվում է ξ=1 արժեքի դեպքում η_max =0.785: Տրանզիստորների մնացորդային լարումների  պատճառով ξmax < 1, հետևաբար  η_max  < 0.785 :

Բեռի վրա առավելագույն հզորությունը կլինի`

Բեռի վրա հզորությունը, արտահայտված առավելագույն հզորությամբ,  հավասար է`

Սնման աղբյուրից ծախսված հզորությունը կլինի`

Տրանզիստորների կոլեկտորների վրա անջատված հզորությունը `

Ստացված արդյունքները ցույց են տալիս, որ ելքային լարման Uբm ամպլիտուդի մեծացումով, մեծանում է ξ – ն, հետևաբար  և  կասկադի` օ.գ.գ.-ն: Սակայն մեծանում է նաև տրանզիտորների կոլեկտորների վրա անջատված P_կ մեծությունը, որը բերում է ելքային P_բ = P₀ - P_կ հզորության փոքրացման, ինչն իր հերթին փոքրացնում է օ.գ.գ.-ն: Դրանից եզրակացնում ենք, որ ξ-ն միշտ փոքր է 1-ից, հետաբար օ.գ.գ.-ն էլ փոքր կլինի առավելագույն 0,785 արժեքից:

Դիտարկված B դասում աշխատող հզորության ուժեղարարը, մեծ ոչ գծային աղավաղումների պատճառով, լայն կիրառություն չի գտել: AB դասում աշխատող հզորության երկտակտ ուժեղարարները համեմատաբար փոքր ոչ գծային աղավաղումներ են առաջացնում, այդ պատճառով մեծ կիրառություն ունեն:

Նկ.3.46,բ-ում պատկերված է AB դասում աշխատող  հզորության երկտակտ ուժեղարարի սխեման, որտեղ տրանզիստորների հանգստի ռեժիմը ապահովվում է R1, R2, VD1, VD2 տարրերով կազմված լարման բաժանիչի միջոցով:

Մուտքային լարման բացակայության դեպքում R1,R2,VD1,VD2 տարրերով հոսող հոսանքները դիոդների վրա ստեղծում են լարման անկումներ, որոնք կիրառվում են VT1, VT2 տրանզիստորների բազա-էմիտեր շղթաներին: Յուրաքանչյուր տրանզիստորի բազա-էմիտեր շղթային կիրառված է մեկ դիոդի վրայի լարման անկումը, և տրանզիստորները բաց են AB դասին համապատասխան չափով: Տրանզիստորներով և բեռով անցնում են իրար հավասար և հակառակ ուղղության հոսանքներ: Գումարային հոսանքը բեռով չի անցնում, և ելքում լարումը հավասար է զրոյի: Տրանզիստորների հանգստի կետերը գտնվում են մուտքային բնութագծերի գծային մասի սկզբնակետում, այդ պատճառով մուտքային լարումը կիրառելիս տրանզիստորներն աշխատում են բնութագծերի գծային մասում, և ոչ գծային աղավաղումները փոքրանում են:          

Դիոդները միաժամանակ իրականացնում են տրանզիստորների հանգստի ռեժիմների ջերմային կայունացում: Դրանց վրա լարումների ջերմային փոփոխությունները փոխհատուցում են տրանզիստորների էմիտերային անցումների լարումների ջերմային փոփոխությունները:

Դիտարկված սխեմաներում օգտագործվում են երկու սնման լարման աղբյուրներ, ինչը որոշ խնդիրներում հնարավոր չէ ապահովել:

Մեկ սնման լարումով AB ռեժիմում աշխատող հզորության երկտակտ ուժեղարարի սխեման բերված է նկ.3.48 –ում, որտեղ Rբ բեռը միացված է  կասկադի ելքին C2 բաժանիչ կոնդեսատորով: VT2, VT3 ելքային տրանզիստորների կառավարման նպատակով միացված է VT1 տրանզիստորով ընդհանուր էմիտերով կասկադը: Կասկադում VT1-ի հանգստի ռեժիմն ապահովող R1, R2 ռեզիստորներով կազմված լարման բաժանիչը միացված է ելքային շղթային: Լարման բաժանիչով ձևավորվում է ըստ հոսանքի ընդհանուր, զուգահեռ բացասական հետադարձ կապ, որը կայունացնում է կասկադի հանգստի ռեժիմը և փոքրացնում` ելքային դիմադրությունը:  VT1-ի համար կոլեկտորային բեռ ծառայում է R4 ռեզիստորը: VT2, VT3 տրանզիստորների աշխատանքային AB ռեժիմը ապահովվուն է R3 –ի վրա լարման անկումով: VT1 տրանզիստորը աշխատում է A ռեժիմում և ելքային առավելագույն լարում ստանալու համար անհրաժեշտ է մեծացնել VT1-ի  կոլեկտորի սնման լարումը: Այդ նպատակով սխեմայում միացված է R5, C1 շղթան:   

Մուտքային լարման բացասական կիսապարբերությունների ընթացքում VT2,VT3 տրանզիստորների բազաներին կիրառվում է դրական լարում: VT3-ը բացվում է, VT2-ը` փակվում: C2 կոնդենսատորով բեռին է հաղորդվում  VT3-ի մուտքային դրական լարումը: Միաժամանակ  C2 - ը լիցքավորվում է E<sub>1</sub>- ից VT3 - ով և Rբ-ով: C2-ի վրա լարումը հավասարվում է E<sub>1</sub>/2–ի: Մուտքային լարման դրական կիսապարբերությունների դեպքում VT2, VT3 տրանզիստորների բազաներին կիրառվում է բացասական լարում: VT3-ը փակվում է, VT2-ը` բացվում: Այժմ C2-ի վրայի լարումը ծառայում է սնման կոլեկտորային լարում VT2-ի համար, և բազայի բացասական լարումը փոխանցվում է բեռին:  

Այսպիսով մուտքային փոփոխական լարման դեպքում բեռով անցնում է փոփոխական հոսանք, և ելքում առաջանում է փոփոխական լարում: Սխեմայում R5, C1 շղթայի աշխատանքը հետևյալն է: VT2 տրանզիստորի բաց և VT3–ի փակ վիճակում C1 կոնդենսատորը լիցքավորվում է R5-ով սնման լարումից: Իսկ VT2-ի փակ և VT3 –ի բաց վիճակում C1- ի լարումը մեծացնում է R4 –ով ու VT3-ով բազային հոսանքի մեծությունը: Դրանով փոքրանում է VT1-ի հանգստի ռեժիմում կոլեկտորային հոսանքի մեծությունը: Այդ հոսանքի փոքրացման նպատակով որոշ սխեմաներում VT2, VT3 տրանզիստորները փոխարինվում են բաղադրյալ տրանզիստորներով:

 Նույն սկզբունքով կառուցվում են դաշտային տրանզիստորներով երկտակտ հզորության ուժեղարարները (նկ…3.48): Դաշտային տրանզիստորներն առաջացնում են ավելի փոքր ոչ գծային աղավաղումներ և ավելի կայուն են ջերմաստիճանային փոփոխությունների նկատմամբ:

>>

3.9.2. Տրանսֆորմատորային  կապով հզորության երկտակտ ուժեղարարներ

Երկտակտ տրանսֆորմատորային, B դասում աշխատող և տրանզիստորի ընդհանուր բազայով միացումով հզորության ուժեղարարի սխեման բերված է նկ.3.49 -ում: Ուժեղարարի կապը մուտքային ազդանշանի Eգ լարման աղբյուրի և Rբ բեռի միջև իրականացվում է դուրս բերված զրոյական կետով Տր1,Տր2 տրանսֆորմատորների միջոցով:

Մուտքային ազդանշանի բացակայության դեպքում VT1,VT2 տրանզիստորների բազա - էմիտեր շղթաներում լարումները զրո են: Փակ  տրանզիստորներով  անցնում  են  հակառակ ուղղության հագեցման I_կ01=I_կ02 հոսանքները, որոնք Տր.2-ի առաջնային փաթույթի երկու կեսերում ունեն հակառակ ուղղություններ: Տր.2-ի առաջնային փաթույթով գումարային հոսանքը հավասար է զրոյի, և բեռի վրա լարումը  բացակայում է: Երբ  ուժեղարարի մուտքին տրվում է Eգ լարումը, լարման մեկ կիսապարբերության ընթացքում Տր.1 -ի երկրորդային փաթույթի երկու կեսերում ինդուկտվում են միջին կետի նկատմամբ իրար հավասար և փուլով  հակառակ լարումներ, որոնք կիրառվում են տրանզիստորների բազա-էմիտեր շղթաներին: Տրանզիստորներից մեկի բազային կիրառվում է էմիտերի նկատմամբ դրական, իսկ մյուսին`բացասական պոտենցիալ: Առաջին տրանզիստորը բացվում է, երկրորդը մնում է փակ վիճակում: Տր2-ի առաջնային փաթութի մի կեսով, որը միացված է բաց տրանզիստորի կոլեկտորի շղթային, հոսանք է անցնում, որը երկրորդային փաթույթում էլշու է ինդուկտում: Մուտքային ազդանշանի երկրորդ կիսապարբերության ընթացքում Տր1-ի երկրորդային փաթույթում փոխվում են միջին կետի նկատմամբ լարումների բևեռականությունները: Դա բերում է երկրորդ տրանզիստորի բացմանը և առաջինի փակմանը:

Այժմ երկրորդ տրանզիստորի կոլեկտորային հոսանքն անցնում է   Տր2-ի առաջնային փաթույթի երկրորդ կեսով: Այն ուղղված է առաջին կիսապարբերության  ընթացքում հոսող հոսանքին հակառակ: Քանի որ մուտքային ազդանշանի բևեռականության փոփոխումից փոխվում է Տր.2 -ի առաջնային փաթույթում հոսանքի ուղղությունը, կփոխվի նաև երկրորդային փաթույթում ինդուկտված էլշու-ի բևեռականությունը: Ասվածից կարող ենք եզրակացնել, որ ուժեղարարի մուտքում սինուսոիդային լարման  դեպքում  ելքում  ստանում ենք սինուսոիդային լարում: B դասում աշխատող երկտակտ հզորության ուժեղարարում տրանզիստորների հանգստի ռեժիմի ընտրումը կատարվում է առանց տրանսֆորմատորի ուժեղարարում կիրառված եղանակով (նկ.3.47):

AB դասում աշխատող երկտակտ հզորության ուժեղարարի սխեման բերված է նկ.3.50-ում: Այն տարբերվում է B դասում աշխատող սխեմայից նրանով, որ AB դասը ընտրելու նպատակով նախորդ սխեմայում ավելացված է R1, R2 ռեզիստորներից բաղկացած լարման բաժանիչը: R1-ի վրայի լարումով ապահովվում է տրանզիստորների աշխատանքային AB դասը: Այս ռեժիմում մուտքային լարման բացակայության դեպքում երկու տրանզիստորներն  էլ  նույն չափով  բաց  են R1-ի վրայի լարումով:

Տրանզիստորներով և և Տր2-ի առաջնային փաթույթի երկու կեսերով հոսում են ամպլիտուդով հավասար, փուլով հակառակ հոսանքներ, որոնք իրար փոխհատուցում են: Տր2-ի երկրորդային փաթույթում հոսանքը  և  լարումը բացակայում  են: Մուտքային լարման կիրառման դեպքում տրանզիստորներից մեկը, որի էմիտերին կիրառվում է Տր1-ի երկրորդային փաթույթի միջին կետի նկատմամբ  բացասկան պոտենցիալ ավելի է բացվում, իսկ մյուսը` փակվում է: Տր2-ի առաջնային փաթույթով հոսում է երկու տրանզիստորների հոսանքների տարբերությունը` ուղղված բաց տրանզիստորի հոսանքի ուղղությամբ: Մուտքային լարման հաջորդ կիսապարբերության ընթացքում երկրորդ տրանզիստորի էմիտերին է կիրառվում  բացասական պոտենցիալ: Երկրորդ տրանզիստորը բացվում է, առաջին տրանզիստորը` փակվում: Տր2-ի առաջնային փաթույթի հոսանքի ուղղությունը փոխվում է, հետևաբար փոխվում են երկրորդային փաթույթի հոսանքի և լարման ուղղությունները: Ուժեղարարի ելքում ձևավորվում է սինուսոիդային լարում:

>>

3.10. Փուլազգայուն ուժեղարարներ

Արտադրական պրոցեսների ավտոմատ կառավարման համակարգերում մեծ կիրառություն են գտել հզորության ուժեղարարները,  որոնք աշխատում են էլեկտրական շարժիչների, էլեկտրամագնիսական ուժեղարարների, ռելեների և շատ այլ սարքերի կառավարման շղթաներում: Այդ սարքերում ուժեղացվող ազդանշանի աղավաղումներն էական դեր չեն խաղում և տրանզիստորների կոլեկտորային և ըմպիչային շղթաների սնումը իրականացվում է փոփոխական լարման աղբյուրից: Դա բերում է սնման աղբյուրի սխեմայի պարզեցմանը, քանի որ բացակայում են լարման ուղղման և կայունացման շղթաները: Բացի դրանից, ուժեղարարն օժտվում է նաև փուլազգայուն հատկությամբ: Վերջին հատկանիշով էլ պայմանավորված է ուժեղարարի անվանումը: Փուլազգայուն ուժեղարարները բաժանվում են երկու խմբի` միատակտ և երկտակտ:

Միատակտ փուլազգայուն ուժեղարարներ: Դիտարկենք A դասում աշխատող հաստատուն ելքային լարումով  միատակտ փուլազգայուն ուժեղարարի սխեման, որը բերված է նկ.3.51-ում: VT1, VT2  տրանզիստորները միացված են  ընդհանուր էմիտերով կասկադների սխեմայով: Կասկադների մուտքային U_մ1, սընման U_մ2 լարումները միացված են Տր1, Տր2, տրանսֆորմատորների միջոցով: Տրանզիստորների A աշխատանքային դասի ընտրման  շեղման լարումները տրվում են R1,R2 լարման բաժանիչի միջոցով Տր2-ի երկրորդային փաթույթից: Քանի որ տրանզիստորների բազաների և կոլեկտորների  շղթաների սնումն իրականացվում է U_մ2 փոփոխական լարումով, կոլեկտորային շղթաներում միացված են VD1, VD2 դիոդները, որոնք ապահովում  են կոլեկտորների վրա էմիտերների նկատմամբ բացասական պոտենցիալ:

C1,C2 կոնդենսատորները զտիչներ են: Մուտքային U_մ1 լարման բացակայության և U_մ2-ի մեկ կիսապարբերության ընթացքում, երբ տրանզիստորների բազաների և կոլեկտորների լարումները էմիտերների նկատմամբ բացասական են, VT1 և VT2 տրանզիստորները բաց են: Տրանզիստորներով և R_կ1, R_կ2 ռեզիստորներով հոսում են հավասար և փուլով հակառակ i_կ1 և i_կ2 հոսանքները, որոնք R_կ1, R_կ2 ռեզիստորների վրա ստեղծում են հակափուլ լարումներ:

Սխեմայի համաչափության դեպքում R_կ1=R_կ2, և այդ լարումները փոխհատուցում են իրար: Ելքային U_ե լարումը հավասար է զրոյի: U_մ1-ի կիրառման դեպքում տրանզիստորների բազա-էմիտեր շղթաներին Տր1-ի երկրորդային փաթույթի միջոցով կիրառվում են փուլով հակառակ ամպլիտուդով հավասար լարումներ: Այն տրանզիստորը, որի բազային լարումը փուլով համընկնում է կոլեկտորային լարման հետ, ավելի է բացվում, իսկ մյուս տրանզիստորը` փակվում է: Բացվող տրանզիստորով հոսանքն աճում է, իսկ փակվող տրանզիստորովը` նվազում: R_կ1, R_կ2 ռեզիստորների վրա լարումները փոփոխվում են հակառակ ուղղություններով, և ելքում  առաջանում է լարում, որի բևեռականությունը համընկնում է բացվող տրանզիստորի բեռի լարման բևեռականության հետ: Եթե մուտքային լարման փուլը փոխվում է 180⁰–ով, փոխվում են նաև տրանզիստորների բազային լարումների փուլերը, և այդ դեպքում երկրորդ տրանզիստորը բացվում է, իսկ առաջին տրանզիստորը փակվում: Երկրորդ տրանզիստորով հոսանքն ավելանում է, առաջինով` նվազում: Դա հանգեցնում է ելքային լարման փուլի 180⁰ փոփոխման:

Այսպիսով կասկադի մուտքային լարման փուլի փոփոխությունը ում է ելքային լարման փուլի նույնպիսի փոփոխման:

Այս սխեման կոչվում է միատակտ, քանի որ օգտագործվում է կոլեկտորային սնման լարման միայն մեկ կիսապարբերությունը:

Միատակտ փուլազգայուն կասկադը կարող է ելքում ունենալ նաև փոփոխական լարում (նկ.3.52): Այդ  կասկադի  սխեման  տարբերվում է  նկ.3.51-ում բերված սխեմայից միայն նրանով, որ R_կ1, R_կ2 ռեզիստորները փոխարինված են ելքային տրանսֆորմատորների առաջնային փաթույթներով: Ելքային տրանսֆորմատորների առաջնային  փաթույթները C1,C2 կոնդենսատորների հետ կազմում են ընտրողական շղթաներ, որոնց միջոցով անջատվում են անհրաժեշտ ամպլիտուդով և  փուլով  սինուսոիդային լարումներ: Փուլազգայուն միատակտ ուժեղարարներում տրանզիստորներն աշխատում են A դասում, հետևաբար ուժեղարարի օ.գ.գ.-ն փոքր է:  Մեծ օ.գ.գ. ապահովում են երկտակտ ուժեղարարները:

Երկտակտ փուլազգայուն ուժեղարարներ:         Երկտակտ փուլազգայուն ուժեղարարի սխեման բերված է նկ.3.53-ում: Սխեմայում տրանզիստորներն աշխատում են B դասում: Տր2-ի երկրորդային փաթույթները միացված են  այնպես, որ մուտքային U_մ2 լարման յուրաքանչյուր կիսապարբերության  ընթացքում  տրանզիստորներից  մեկի  կոլեկտորին էմիտերի նկատմամբ կիրառվում է բացասական պոտենցիալ (U_մ21,U_մ22):   Երբ U_մ1 և U_մ2 լարումները համափուլ են, բացվում է այն տրանզիստորը, որի բազայի և կոլեկտորի պոտենցիալները էմիտերի նկատմամբ բացասական են(նկ.3.53,ա): Այդ ժամանակ երկրորդ տրանզիստորի բազայի և կոլեկտորի պոտենցիալներն էմիտերի նկատմամբ դրական են, և այն փակ է: Բաց տրանզիստորով և Տր2-ի երկրորդային փաթույթի մի կեսով անցնող հոսանքը Rբ բեռի վրա առաջացնում է բաբախող ելքային լարում: Մուտքային լարման հաջորդ կիսապարբերության ընթացքում երկու տրանզիստորների բազաների պոտենցիալները դրական են էմիտերների նկատմամբ, և դրանք փակ են: Բեռի վրայի լարումը պայմանավորված է փակ տրանզիստորների հակառակ հոսանքներով, և այն փոքրության պատճառով անտեսվում է: U_մ1-ը U_մ2-ի նկատմամբ 180⁰-ով շեղման դեպքում (նկ.3.53բ),  բացասկան պոտենցիալ էմիտերի նկատմամբ ունեն երկրորդ տրանզիզտորի կոլեկտորը և բազան: Բացվում  է երկրորդ տրանզիստորը, փակվում է առաջին տրանզիստորը: Այժմ բեռով հոսում է երկրորդ տրանզիստորի կոլեկտորային հոսանքը: Բեռի վրա բաբախող լարումը նույնպես շեղվում է 180⁰-ով: Բեռի վրա անջատված բաբախող լարումներից սինուսոիդային լարում ստանալու նպատակով ելքում միացվում է ռեզոնանսային զտիչ:

Փուլազգայուն երկտակտ ուժեղարարի ելքում հաստատուն լարում ստանալու համար օգտագործվում է  նկ.3.54-ում բերված սխեման:

Այն նախորդ սխեմայից տարբերվում է նրանով, որ բեռը բաժանված  է  երկու մասի (Rբ1, Rբ2) որոնք միացված են Տր2 -ի երկրորդային փաթույթի երկու կեսերի միջև: Ուժեղարարի ելքային լարումը ձևավորվում է  նույն սկզբունքով, ինչ որ նկ.3.51-ում բերված սխեմայում:

>>

Ստուգողական հարցեր

1. Ի՞նչպես են դասակարգվում ուժեղացման ռեժիմները:

2. Բացատրել ուժեղարարի ստատիկ աշխատանքային ռեժիմը:

3. Բացատրել ուժեղարարի աշխատանքը  ուժեղացման A, AB և B դասերում:

4. Հանգստի ռեժիմի ապահովման ի՞նչպիսի սխեմաներ գիտեք:

5. Գծել հանգստի ռեժիմի ապահովման սևեռված հոսանքով և  լարումով սխեմաները:

6.Գծել ընդհանուր էմիտերով կասկադի փոխարինման սխեման:

7.Գծել ընդհանուր էմիտերով կասկադի փոխարինման սխեման միջին հաճախությունների տիրույթում:

 8.Գծել ընդհանուր էմիտերով կասկադի փոխարինման սխեման ցածր հաճախությունների տիրույթում:

 9.Գծել ընդհանուր էմիտերով կասկադի փոխարինման սխեման բարձր հաճախությունների տիրույթում:

10. Կազմել ընդհանուր կոլեկտորով կասկադի փոխարինման սխեման միջին հաճախությունների տիրույթում

11.Կազմել ընդհանուր ակունքով կասկադի փոխարինման սխեման միջին հաճախությունների տիրույթում:

12.Կազմել ընդհանուր ըմպիչով կասկադի փոխարինման սխեման միջին հաճախությունների տիրույթում:

13. Թվարկել հզորության ուժեղարարների առանձնահատկությունները:

14. Բացատրել անմիջական կապով երկտակտ հզորության ուժեղարարի աշխատանքի ակզբունքը:

15. Բացատրեք տրանսֆորմատորային կապով հզորության երկտակտ ուժեղարարի  աշխատանքի սկզբունքը AB դասում:

16. Գծել միատակտ փուլազգայուն ուժեղարարի սխեման, բացատրել աշխատանքի սկզբունքը:

20. Գծել երկտակտ փուլազգայուն ուժեղարարի սխեման, բացատրել աշխատանքի սկզբունքը:

>>

3.11.Հաստատուն հոսանքի ուժեղարարներ

Հաստատուն հոսանքի ուժեղարարներն օգտագործվում  են դանդաղ փոփոխվող ազդանշանների ուժեղացման համար, այդ պատճառով դրանց ամպլիտուդա -հաճախական բնութագիծն ունի նկ.3.55-ում բերված տեսքը:

Հաստատուն հոսանքի ուժեղարարներն անմիջական կապով ուժեղարարներ են: Դրանցում բացակայում են կապի կոնդենսատորներն ու տրանսֆորմատորները: Անմիջական կապն այս ուժեղարարներում ստեղծում է որոշակի առանձնահատկություններ: Առաջին առանձնահատկությունն այն է, որ անհրաժեշտ է կատարել պոտենցիալների համաձայնեցում մուտքային ազդանշանն ուժեղարարի մուտքին, նախորդ կասկադի ելքը հաջորդ կասկադի մուտքին և ուժեղարարի ելքը բեռին միացման կետերում: Փոփոխական հոսանքի ուժեղարարում նման հարց չի առաջանում, քանի որ նշված կետերի միջև միացված են կոնդենսատորներ կամ տրանֆսորմատորներ, որոնք այդ կետերը բաժանում են իրարից ըստ հոսանքի հաստատուն բաղադրիչի: Հաստատուն հոսանքի ուժեղարարում այդ կետերի միջև կապը անմիջական է, ուստի դրանց միացման համար պետք է կատարել պոտենցիալների համաձայնեցում: Հակառակ պարագայում խախտվում է տրանզիստորների հանգստի կետի հաշվարկային դիրքը, ինչը բերում է ազդանշանի աղավաղման: Երկրորդ առանձնահատկությունն այն է, որ մուտքային զրոյական կամ հաստատուն լարման դեպքում ելքային ազդանշանը զրո կամ հաստատուն չէ: Ուժեղարարի ելքային լարման փոփոխությունները, որոնք  պայմանավորված չեն մուտքային ազդանշանի փոփոխմամբ, կոչվում են ուժեղարարի զրոյի դրեյֆ: Զրոյի դրեյֆի առաջացման պատճառները բազմազան են: Ուժեղարարի սնման լարման, շրջապատի ջերմաստիճանի և այլ արտաքին գործոնների ժամանակային փոփոխությունների պատճառով փոփոխվում են տրանզիստորների մուտքային ազդանշանը և պարամետրերը, ինչը հանգեցնում է ելքային ազդանշանի փոփոխության, հետևաբար և զրոյի դրեյֆի առաջացման: Իրոք, սնման լարումն իրականում կատարելապես կայուն չէ: Ժամանակի ընթացքում այն դանդաղ փոփոխվում է, որը հանգեցնում է տրանզիստորներով անցնող հոսանքների փոփոխության, հետևաբար զրոյի դրեյֆի առաջացման, կամ շրջապատի ջերմաստիճանի  փոփոխությունից փոփոխվում են տրանզիստորների հագեցման հակառակ ուղղության հոսանքը և էմիտերային ու կոլեկտորային անցումների դիմադրությունները, որը նույնպես բերում է զրոյի դրեյֆի առաջացման: Նշված փոփոխությունները սովորաբար կատարվում են շատ դանդաղ: Փոփոխական  հոսանքի ուժեղարարներում դրանք ռեակտիվ տարրերով չեն անցնում, և ելքում դրեյֆը բացակայում է: Հաստատուն հոսանքի ուժեղարարում ուժեղացվող ազդանշանը և նշված փոփոխությունները դանդաղ փոփոխություններ են, և երկուսն էլ ուժեղանալով` անցնում են ելք:

Բացարձակ զրոյի դրեյֆը որոշվում է հաստատուն  մուտքային լարման դեպքում որոշակի ժամանակահատվածում ելքային լարման առավելագույն արժեքով: Կիրառվում է նաև ուժեղարարի մուտքին բերված դրեյֆի հասկացությունը: Այն որոշվում է  բացարձակ դրեյֆի և ուժեղացման գործակցի հարաբերությամբ: Մուտքին բերված դրեյֆը սահմանափակում է նվազագույն  մուտքային ուժեղացվող ազդանշանի մեծությունը և փաստորեն բնորոշում է ուժեղարարի զգայունությունը:

>>

3.11.1.Պոտենցիալների համաձայնեցումը հաստատուն

հոսանքի ուժեղարարում

Պոտենցիալների համաձայնեցման խնդիրը դիտարկենք երեք կասկադանոց ուժեղարարի օրինակով, որը պատկերված է նկ.3.56-ում: Այստեղ պոտենցիալների համաձայնեցման համար անհրաժեշտ է, որ յուրաքանչյուր հաջորդ կասկադի տրանզիստորի էմիտերի ռեզիստորի վրա հանգստի ռեժիմում լարման անկումը փոխհատուցի նախորդ կասկադի հանգստի ռեժիմում ելքային լարումը: Դա նշանակում է, որ  յուրաքանչյուր հաջորդ կասկադի համար պետք է ապահովել հետևյալ պայմանը`                       

Դա ապահովվում է, եթե            

Տրանզիստորների էմիտերների շղթաների ռեզիստորները ծառայում են դրանց հանգստի ռեժիմի կայունացման համար: Այդ ռեզիստորների  միջոցով ստեղծվում է ըստ հոսանքի  հաջորդական բացասական հետադարձ կապ, որը և իրականացնում  է այդ կայունացումը:

Սակայն բացասական հետադարձ կապը գործում է նաև ուժեղացվող ազդանշանի դեպքում, որը հանգեցնում է կասկադի համարի մեծացմանը զուգընթաց, ուժեղացման  գործակցի նվազեցման, հետևաբար  ուժեղարարի  լրիվ ուժեղացման գործակցի փոքրացման:

Այդ թերությունը մասամբ կարող է վերացվել էմիտերային շղթայի ռեզիստորները փոխարինելով ստաբիլիտրոններով (նկ. 3.57): Այդ դեպքում յուրաքանչյուր հաջորդ տրանզիստորի էմիտերում միացված ստաբիլիտրոնի կայունացման լարումը պետք է գերազանցի նախորդի կայունացման լարումը: Դա բերում է վերջին կասկադների ելքային լարումների փոքրացման, հետևաբար, կասկադների թվի սահմանափակման: Այդ պատճառով ստաբիլիտրոնների կիրառումով ուժեղարարներում կասկադների թիվը սահմանափակվում է 3 -ով:      Մուտքային լարման աղբյուրի և ուժեղարարի VT1 տրանզիստորի բազայի լարումների  և  ելքային լարումը բեռի լարման հետ համաձայնեցման նպատակով կասկադի մուտքում և ելքում միացվում են R3, R4, R5, R6 ռեզիստորներով լարման բաժանիչները: Ռեզիստորների դիմադրությունները ընտրվում են այնպես, որ ապահովվեն     U_R4 = U_R2 և U_R6 = U_Rէ3:  Այդ դեպքում մուտքային լարման աղբյուրով և բեռով հոսանքները բացակայում են, հետևաբար, VT1- ի և VT3 - ի հանգստի ռեժիմները պահպանում են հաշվարկային պարամետրերը:

Դիտարկված սխեմաներում մուտքային լարման  աղբյուրը և Rբ բեռը հողանցված  չեն: Մեծ մասամբ դրանք պետք է լինեն հողանցված: Այդ դեպքերում կիրառվում է    նկ.3.58-ում բերված սխեման: Այս սխեմայում կասկադի սնումը կատարվում է երկու լարման աղբյուրներից (E₁,E₂):

R1,R2 ռեզիստորները ընտրվում են այնպես, որ մուտքային լարման բացակայության դեպքում VT1 տրանզիստորի բազայի լարումը հողի նկատմամբ նույնպես զրո է: R_է2, R_է3 ռեզիստորների ընտրումով, մուտքային լարման բացակայության դեպքում, բեռի վրա ապահովվում է զրոյական լարում: R3, R4 ռեզիստորներով լարման բաժանիչը իրականացնում է  VT1-ի ելքային լարման համաձայնեցում VT2-ի մուտքային լարման հետ:     

>>

3.11.2. Զրոյի դրեյֆի փոքրացման եղանակները

Հաստատուն հոսանքի ուժեղարարներում զրոյի դրեյֆի  փոքրացման համար կիրառվում են հետևյալ եղանակները`

1.Խորը բացասական հետադարձ կապի կիրառում: 

2.Ջերմաստիճանային դրեյֆի փոխհատուցում պարամետրերի ջերմաստիճանից ոչ գծային կապով տարրերի կիրառումով:

3.Դիֆերենցիալ կասկադների կիրառում:

4.Հաստատուն  լարումը  փոփոխական  լարման կերպափոխման,  վերջինիս փոփոխական հոսանքի ուժեղարարով ուժեղացման և ուժեղացված փոփոխական լարումը նորից հաստատուն լարման վերածման եղանակ: 

Խորը բացասական հետադարձ կապի կիրառման եղանակով դրեյֆի փոքրացումը դիտարկվել է 3.6.1. բաժնում աղմուկների վրա հետադարձ կապի ազդեցության քննարկման ժամանակ:

Ջերմաստիճանային դրեյֆի փոխհատուցումը պարամետրերի ջերմաստիճանից ոչ գծային կապով տարրերի կիրառումով եղանակը դիտարկվել  է 3.7 բաժնում (դիոդների և ջերմադիմադրությունների կիրառում):

>>

3.11.3.Դիֆերենցիալ ուժեղարար կասկադներ

Հաստատուն հոսանքի ուժեղարարներում զրոյի դրեյֆի  փոքրացման արդյունավետ եղանակը դիֆերենցիալ կասկադների կիրառումն է:

Դիֆերենցիալ կասկադի սխեման բերված է նկ.3.59,ա-ում: Այն կառուցված է հավասարակշռված կամրջակի սկզբունքով: Կամրջակի թևեր հանդիսանում են R_կ1, R_կ2 դիմադրությունները և VT1,VT2 տրանզիստորների R_VT1, R_VT2 դիմադրությունները (նկ.9.5բ): Կամրջակի մի անկյունագծում միացվում է E_կ սնման լարման աղբյուրը, իսկ մյուսից` դուրս է բերվում ուժեղացված ելքային ազդանշանը: Մուտքային ազդանշանը կառավարում է VT1, VT2 տրանզիստորների R_VT1, R_VT2 դիմադրությունների մեծությունները:

Տրանզիստորների հանգստի ռեժիմները ապահովվում են R1=R3 և R2=R4 ռեզիստորների միջոցով: 

Մուտքային լարման բացակայության դեպքում երկու տրանզիստորները նույն չափով բաց են, դրանցով անցնում են I_կ1 և I_կ2 հոսանքները, որոնք R_կ1, R_կ2 դիմադրությունների վրա ստեղծում են լարման անկումներ:Տրանզիստորների կոլեկտորներից վերցված ելքային լարումը`

Մուտքում զրոյական լարման դեպքում ելքում զրոյական լարում ապահովելու, ինչպես նաև զրոյի դրեյֆի նվազեցման նպատակով ընտրվում են R_կ1= R_կ2 և նույն մակնիշի  տրանզիստորներ, որոնք ունեն նույն բնութագծերն ու պարամետրերը: Այդ պայմանների դեպքում կասկադի սխեման լրիվ համաչափ է` R_VT1=R_VT2, հետևաբար, I_կ1 = I_կ2 և մուտքային լարման բացակայության դեպքում U_ե = 0:

Երբ կասկադի մուտքին տրվում է լարում, տրանզիստորների բազաներին կիրառվում են իրար հավասար, բայց բևեռականությամբ հակառակ պոտենցիալներ: Տրանզիստորներց մեկը, որի բազայի պոտենցիալն աճում է, ավելի է բացվում, դրանով կոլեկտորային հոսանքը մեծանում է ∆I_կ1-ով: Երկրորդ տրանզիստորը, որի բազայի պոտենցիալը նվազում է հանգստի վիճակի նկատմամբ, փակվում է: Դրանով կոլեկտորային հոսանքը փոքրանում է ∆I_կ2-ով: Հաշվի առնելով սխեմայի համաչափությունը կստանանք, որ

∆I_կ1  = |∆I_կ2| = ∆I_կ, և կասկադի ելքում լարումը կլինի`

Մուտքային լարման բևեռականության փոփոխման դեպքում առաջին տրանզիստորը փակվում է, երկրորդը` բացվում, և ելքային լարման համար կստանանք հետևյալ արտահայտությունը`

որտեղից երևում է, որ մուտքային լարման բևեռականության  փոփոխումը  հանգեցնում է ելքային լարման բևեռականության փոփոխմանը:

Այսպիսով, դիտարկված սխեման աշխատում է ուժեղարարի ռեժիմում: Մուտքային լարման բացակայության դեպքում, ելքում լարումը բացակայում է և մուտքային լարման փուլի փոփոխությունից ելքային լարման փուլը նույնպես փոփոխվում է:   

Դիֆերենցիալ կասկադում դրեյֆի փոքրացումը կատարվում է հետևյալ կերպ: Սխեմայի համաչափության պատճառով արտաքին գործոնները և ներքին երևույթնեը հանգեցնում են I_կ1 և I_կ2 հոսանքների հավասար փոփոխությունների, որի հետևանքով կասկադի ելքային լարումը մնում է անփոփոխ: Օրինակ, E_կ լարման աճի դեպքում հոսանքները մեծանում են  ∆I_կ1= ∆I_կ2 - ով, և ելքային լարումը կլինի`    

Նույն երևույթները տեղի են ունենում շրջապատի ջերմաստիճանի փոփոխման դեպքում: Երկու տրանզիստորների պարամետրերը փոփոխվում են նույն չափով, և արդյունքում տրանզիստորների կոլեկտորային հոսանքները փոփոխվում են հավասար մեծությամբ, ու ելքային լարումը մնում է անփոփոխ:

Դրեյֆի վերացումը հնարավոր է միայն սխեմայի լրիվ համաչափության դեպքում: Սակայն դա հնարավոր չէ, քանի որ նույն մակնիշի տրանզիստորների և դիմադրությունների պարամետրերը իրարից տարբերվում են: Նվազագույն դրեյֆ ստանալու նպատակով անհրաժեշտ է կատարել տրանզիստորների և դիմադրությունների ընտրություն այնպես, որ դրանց պարամետրերը և բնութագծերը չտարբերվեն:

Որոշենք դիֆերենցիալ կասկադի ուժեղացման գործակիցը: Դիֆերենցիալ կասկադի մուտքային լարման փոփոխումից տրանզիստորների կոլեկտորային հոսանքները փոփոխվում են նույն մեծությամբ և հակառակ ուղղություններով, հետևաբար էմիտերային հոսանքը, որը որոշվում է կոլեկտորային հոսանքների գումարով (I_է = I_է1 + I_է2), մնում է անփոփոխ: Անփոփոխ է մնում նաև լարման անկումը R_է -ի վրա: Դա նշանակում է, որ ըստ մուտքային լարման այդ դիմադրության միջոցով բացասական հետադարձ կապը բացակայում է: Հաշվի առնելով սխեմայի համաչափությունը և հետադարձ կապի բացակայությունը` կարող ենք ընդունել, որ մուտքում գործում է Eգ/2 լարման աղբյուրը իր Rգ/2 ներքին դիմադրությամբ, և ելքում միացված է Rբ/2 բեռը: Այդ դեպքում  կասկադի  սխեման  կարող ենք բերել նկ.3.60-ում պատկերված  տեսքի և  ուժեղացման  գործակիցը որոշել` օգտվելով ընդհանուր էմիտերով կասկադի ուժեղացման գործակցի հավասարումից  (3.66), փոխարինելով այդ հավասարման մեջ Eգ-ն`Eգ/2- ով, Rգ-ն` Rգ/2 -ով, R_հ = R1IIR2-ով: Նշված փոխարինումից և պարզ ձևափոխությունից հետո ուժեղացման գործակցի համար կստանանք`

Դիֆերենցիալ կասկադի ուժեղացման գործակիցը միևնույն պայմանների դեպքում գերազանցում է մեկ տրանզիստորով կասկադի ուժեղացման գործակցի մեծությունը:

Հաստատուն հոսանքի ուժեղարարներում դիֆերենցիալ կասկադներով բազմակասկադ ուժեղարարների կառուցման դեպքում պոտենցիալների համաձայնեցման խնդիր չի առաջանում: Արդյունքում ապահովվում է շատ մեծ ուժեղացման գործակից: Դիֆերենցիալ կասկադի մուտքային ելուստների միջև միացված լարման աղբյուրը տրանզիստորների բազաների վրա ստեղծում է  հակափուլ լարումներ: Այդպիսի մուտքային լարումը կոչվում է դիֆերենցիալ լարում: Կասկադի մուտքային ելուստների միջև հնարավոր է նաև համափուլ լարման առկայությունը (օրինակ` արտաքին գործոնների պատճառով երկու մուտքերում առաջանում են ամպլիտուդով իրար  հավասար և միևնույն փուլով լարումներ): Համափուլ լարումը սովորաբար աղմուկ է և այն չպետք է ուժեղացվի: Դիֆերենցիալ կասակադը ուժեղացնում է դիֆերենցիալ լարումը, իսկ համափուլը`նվազեցնում: Համափուլ մուտքային լարման դեպքում  երկու տրանզիստորների բազաների վրայի լարումները փուլով համընկնում են և ամպլիտուդով հավասար են: Այդ պատճառով երկու տրանզիստորներն  էլ միաժամանակ կամ բացվում են (դրական լարման դեպքում), կամ փակվում (բացասական  լարման  դեպքում): I_կ1, I_կ2  հոսանքները փոփոխվում  են նույն չափով, և կասկադի ելքային լարումը մնում է անփոփոխ: Համափուլ լարման լրիվ վերացում տեղի է ունենում միայն սխեմայի համաչափության դեպքում: Սակայն գործնականում  այդպիսի  համաչափություն ապահովել հնարավոր չէ, և որոշակի համափուլ լարում ելքում պահպանվում է:

Համափուլ լարման ուժեղացման գործակիցը որոշվում է կասկադի ելքում և մուտքում` համափուլ լարումների հարաբերությամբ: Դիֆերենցիալ կասկադի համափուլ լարման թուլացման աստիճանը գնահատվում  է համափուլ լարման նվազեցման գործակցով, որը որոշվում է հետևյալ հավասարումով` M_հ =Ku/K_հ, որտեղ Ku-ն` դիֆերենցիալ լարման ուժեղացման, իսկ K<sub>h</sub>-ն` համափուլ լարման ուժեղացման գործակիցներն են: Համափուլ ազդանշանի նվազեցման գործակիցը արտահայտված լոգարիթմական միավորներով, կլինի` M_h (դԲ) = 20lgM_h:

R_է դիմադրության միջոցով սխեմայում առաջանում է ըստ համափուլ լարման բացասական հետադարձ կապ (համափուլ լարումը տրանզիստորների էմիտերային հոսանքները փոփոխում է նույն ուղղությամբ և գումարային էմիտերային հոսանքը հաստատուն չի պահպանվում): Համափուլ լարման նվազեցման գործակիցը մեծանում է R_է դիմադրության մեծացումով (բացասական հետադարձ կապը խորանում է և ուժեղացման K_հ  գործակիցը փոքրանում է): Սակայն R_է -ի մեծացումը հանգեցնում է E_կ սնման լարման մեծացման, ինչը տնտեսապես չի արդարացվում: Առանց սնման լարումը մեծացնելու համափուլ լարման նվազեցման գործակիցը մեծացվում` է R_է դիմադրությանը հաջորդաբար VT3 տրանզիստորի միացումով (նկ.3.61): VT3 - ը աշխատում է դինամիկ բեռի ռեժիմով: VD1 ստաբիլիտրոնով և R5 ռեզիստորով կառուցված լարման պարամետրական կայունարարն ապահովում է VT3 - ի  հանգստի ռեժիմը: Հանգստի ռեժիմում VT3-ի կոլեկտոր-էմիտեր դիմադրությունը փոքր է և ապահովում է անհրաժեշտ հանգստի էմիտերային հոսանքը: Մուտքային համափուլ լարման փոփոխումից փոխվում է էմիտերային հոսանքը: Այդ փոփոխության համար VT3 տրանզիստորի r_կէ կոլեկտոր-էմիտեր դիմադրությունը մեծ է: Արդյունքում բացասական հետադարձ կապը խորանում և  փոքրացնում է համափուլ ազդանշանի ուժեղացման K_հ գործակիցը:

Նկ.3.61-ում բերված սխեմայում մուտքային լարման աղբյուրը և բեռը սխեմայի ընդհանուր կետի (հողի) հետ միացված չեն, և սխեման կոչվում է սիմետրիկ մուտքով, սիմետրիկ ելքով և  էմիտերային  հոսանքի կայունացումով դիֆերենցիալ կասկադ:

Մեծ կիրառություն են գտել  ոչ սիմետրիկ մուտքով և ոչ սիմետրիկ ելքով դիֆերենցիալ կասկադները: Ոչ սիմետրիկ մուտքով կասկադում  միացվում են երկու մուտքային լարման աղբյուրներ Eգ1, Eգ2 (նկ.3.62), որոնց մեկական ելուստները հողանցվում են:

Ոչ սիմետրիկ ելքի դեպքում բեռները նույնպես մեկ ծայրով հողանցված են (Rբ1,Rբ2): ՄԵկ մուտքային լարման և մեկ բեռի դեպքում երկրորդ լարման աղբյուրը և բեռը բացակայում են: Կասկադի ուժեղացման գործակիցը մեծացնելու նպատակով դրանում օգտագործվում են բաղադրյալ տրանզիստորներ:

Դիֆերենցիալ կասկադներով բազմակասկադ ուժեղարարներում կասկադների միջև միացման կետերում պոտենցիալների համաձայնեցման խնդիր չի առաջանում: Կասկադները միացվում են անմիջական կապով, և արդյունքում ուժեղացման գործակիցը շատ մեծ է: 

Դաշտային տրանզիստորներով դիֆերենցիալ կասկադների սխեմաները (նկ.3.64) աշխատանքի սկզբունքով չեն տարբերվուն երկբևեռ տրանզիստորնեով կասկադներից: Դրանցում VT1,VT2 տրանզիստորների հանգստի ռեժիմները ապահովում են R1, R2 ռեզիստորներով և R3, VT3 տարրերով կազմված հոսանքի աղբյուրով:

>>

3.11.4.Հաստատուն լարումը փոփոխական լարման կերպափոխումով,

վերջինիս ուժեղացումով և նորից հաստատուն լարման կերպափոխումով ուժեղարարներ (ՄԴՄ)

Դիֆերենցիալ կասկադների կիրառումը մեկ կարգով փոքրացնում  է ուժեղարարի զրոյի դրեյֆի մեծությունը: Սակայն փոքր ազդանշանների ուժեղացման ժամանակ (միկրովոլտեր) դրանց կիրառումը ցանկալի արդյունք չի տալիս: Դա պայմանավորված է նրանով, որ ուժեղարարի տարրերը իրարից տարբերվում են ջերմաստիճանային բնութագծերով, իներցիոն հատկություններով, և իդեալական համաչափութունը բացակայում է: Բացի այդ, մի շարք դեպքերում ուժեղացվող ազդանշանի նվազագույն մեծությունը փոքր է տրանզիստորների աղմուկներից, հետևաբար ուժեղացված ազդանշանն աղմուկից հնարավոր չէ տարբերել:

Փոքր ազդանշանների ուժեղացման համար մեծ կիրառություն  են  գտել  հաստատուն  լարումը  փոփոխական  լարման կերպափոխումով, վերջինիս  ուժեղացումով և նորից հաստատուն լարման կերպափոխումով ուժեղարները: Դրանք կոչվում են նաև ՄԴՄ (մոդուլացիա-դեմոդուլացիա) ուժեղարարներ: ՄԴՄ ուժեղարարի կառուցվածքային սխեման բերված է նկ.3.65,ա-ում: Այն բաղկացած է մոդուլյատորից (U), փոփոխական հոսանքի ուժեղարարից  (Ու), դեմոդուլյատորից (ԴՄ), զտիչից (Զ) և կառավարման իմպուլսների  գեներատորից (ԿԻԳ): Մոդուլյատորն էլեկտրոնային բանալի է, որը կառավարող U_կ իմպուլսների միջոցով որոշակի հաճախությամբ միացվում և անջատվում է: Մոդուլյատորը միացված վիճակում մուտքային հաստատուն U_մ  լարումը հաղորդում է փոփոխական հոսանքի ուժեղարարի մուտքին, իսկ փակ վիճակում`արգելում է դրա փոխանցումը: Մոդուլյատորի միջոցով մուտքային լարումը վերածվում է U<sub>1</sub> իմպուլսային լարման, որի ամպլիտուդը համեմատական է մուտքային լարման արժեքին: U<sub>1</sub> լարումը ուժեղացվում է փոփոխական հոսանքի ուժեղարարի միջոցով, որը զուրկ է զրոյի դրեյֆից: Փոփոխական հոսանքի ուժեղարարում առկա կոնդենսատորների պատճառով ելքային լարումը շեղվում է զրոյի նկատմամբ, և ստանում ենք ուժեղացված U<sub>2</sub> երկբևեռ իմպուլսային լարումը: Վերջինս տրվում է դեմոդուլյատորի մուտքին: Դեմոդուլյատորը նույնպես էլեկտրոնային բանալի է, որը կառավարող իմպուլսների գեներատորից տրվող Uկ իմպուլսների միջոցով միանում և անջատվում է: Միացված վիճակում դրական իմպուլսները հաղորդվում են դեմոդուլյատորի ելք, իսկ փակ վիճակում` բացասական իմպուլսներն արգելվում են: Դեմոդուլյատորի միջոցով  երկբևեռ իմպուլսային լարումը  վերածվում  է  բաբախող  մեկ բևռականության U₃ լարման: Վերջինից հաստատուն լարում ձևավորելու նպատակով միացված է հարթեցնող զտիչը: Զտիչի ելքում ստանում ենք ուժեղացված U_ե լարումը, որն իր տեսքով չի տարբերվում մուտքային լարումից:

Կառավարման իմպուլսների գեներատորը ձևավում է U_կ իմպուլսային լարումը, որով կառավարվում է մոդուլյատորի և դեմոդուլյատորի աշխատանքը (մոդուլյատորի, դեմոդուլյատորի և կառավարող իմպուլսների գեներատորի սխեմաները կդիտարկվեն համապատասխան բաժիններում):

Քանի որ ուժեղացումը իրականացվում է փոփոխական  հոսանքի ուժեղարարի միջոցով, զրոյի դրեյֆը բացակայում է:           

Զրոյի դրեյֆի աղբյուր կարող է հանդիսանալ դեմոդուլյատորը, սակայն վերջինիս դրեյֆի մակարդակը շատ փոքր է ուժեղացված օգտակար ազդանշանից:

>>

3.11.5. Անալոգային  միկրոսխեմաների և հաստատուն հոսանքի ուժեղարարների հիմնական տարրեր

Անալոգային միկրոսխեմաներում կիրառվում են շղթաներ, որոնք անկախ միկրոսխեմայի գործառույթից, ունեն որոշակի կառուցվածք: Դրանք են` հաստատուն լարման և հոսանքի աղբյուրները  հոսանքի հայելիները, հաստատուն լարման մակարդակի տեղաշարժի սխեմաները, ակտիվ բեռները, բաղադրյալ տրանզիտորները, դիֆերենցիալ կասկադները:

3.11.5.1.Հաստատուն հոսանքի աղբյուրներ

Հաստատուն հոսանքի աղբյուրները կառուցվում են երկբևեռ և դաշտային տրանզիստորներով: Դրանցում օգտագործվում է տրանզիստորների ակտիվ աշխատանքային ռեժիմում, հաստատուն բազային հոսանքի (հաստատուն փական- ակունք լարման) դեպքում կոլեկտոր-էմիտեր (ակունք-ըմպիչ) լարման փոփոխությունից կոլեկտորային (ըմպիչային) հոսանքի չնչին փոփոխության հատկությունը:

Նկ. 3.66,ա-ում բերված է երկբևեռ տրանզիստորով հասատատուն հոսանքի  պարզագույն աղբյուրի սխեման, իսկ բ - ում` տրանզիստորի ելքային բնութագիծը հաստատուն բազային հոսանքի ռեժիմում: Ենթադրենք մուտքային հաստատուն լարման կիրառումով տրանզիստորի բազայով հոսում է հաստատուն Iբ<sub>0</sub> հոսանքը: Այդ ռեժիմում հաստատուն U<sub>կէ</sub> = E<sub>կ</sub> լարման, և Rբ բեռի տարբեր արժեքների դեպքում բեռնավորման գծի հատման կետերը տրանզիստորի ելքային բնութագծի հետ կգտնվեն  ab  հատվածում (նկ. 3.66,բ): Դրանից բխում է, որ բեռի դիմադրությունը պետք է բավարարի հետևյալ պայմանին`

որտեղ. U_բէ ( I_բ0) - ն U_բէ  լարումն է, բազային I_բ0 հոսանքի դեպքում:  (3.127)-ից կարող ենք որոշել բեռի դիմադրության փոփոխության տիրույթը, ուր տրանզիստորը կարող է դիտարկվել որպես հաստատուն հոսանքի աղբյուր:

 Տրանզիստորի ելքային բնութագծի թեքությունը, հաստատուն բազային հոսանքի դեպքում, որոշվում է ելքային h_22է հաղորդականությամբ: Ընդունելով, որ ab հատվածում h_22է-ն հաստատուն է, ելքային հոսանքի փոփոխման առավելագույն արժեքը կորոշվի հետևյալ հավասարումով`

h_22է հաղորդականության փոքրության պատճառով տրանզիստորի ելքային հոսանքի փոփոխությունը, բեռի դիմադրության փոփոխման լրիվ միջակայքում, կազմում է մի քանի տոկոս, և դիտարկված սխեման կարող ենք ընդունել որպես կայուն հոսանքի աղբյուր:

Այսպիսով, կարող ենք եզրակացնել, որ երկբևեռ տրանզիստորով հաստատուն հոսանքի աղբյուրի կառուցումը հանգում է դրա բազայով հաստատուն I_բ0 հոսանքի ապահովմանը:

Տրանզիստորի մուտքային բնութագծից երևում, որ հաստատուն I_բ0 հոսանք ապահովվում է էմիտերային անցմանը հաստատուն U_բէ լարում կիրառման դեպքում: Այդպիսի լարում կարելի է ստանալ լարման բաժանիչի միջոցով E_կ սնման լարման աղբյուրից: Սակայն  շրջապատի ջերմաստիճանի և սնման  լարման փոփոխությունից փոփոխվում են տրանզիստորի և բաժանիչի պարամետրերը: Դա բերում է U_բէ լարման, հետևաբար, I_բ0-ի և Iկ հոսանքների փոփոխության: Այդ թերությունը մասամբ վերացված է նկ.3.67,ա,բ -ում պատկերված հոսանքի աղբյուրներում: Նկ.3.67,ա-ում U_բէ լարման կայունացման նպատակով տրանզիստորի էմիտերային անցմանը միացված է VD դիոդը: Դիոդին կիրառված է ուղիղ լարում R1 ռեզիստորի միջոցով, և այն բաց է: Եթե դիոդի վոլտ-ամպերային և տրանզիստորի մուտքային բնութագծերը համընկնում են, արտաքին գործոնների ազդեցությունը ելքային հոսանքի վրա վերանում է: Դա բացատրվում է նրանով, որ էմիտերային անցման վրա լարման փոփոխությունը փոխհատուցվում է դիոդի վրա լարման համապատասխան փոփոխումով:     

Արտաքին գործոններից հոսանքի աղբյուրի ելքային հոսանքի լրացուցիչ կայունացման նպատակով օգտագործվում է բացասական հետադարձ կապ` էմիտերի շղթայում միացված R_է ռեզիստորը (նկ.3.67,բ): Սակայն R_է -ի միացումից նվազում է բազա-էմիտեր լարումը: Վերջինիս արժեքի վերականգման նպատակով դիոդը փոխարինվում է ստաբիլիտրոնով:

Դաշտային տրանզիստորներով հաստատուն հոսանքի աղբյուրները կառուցվում են նույն սկզբունքով, ինչ որ երկբևեռ տրանզիստորներով գեներատորները: p-n անցումով կառավարումով դաշտային տրանզիստորների կիրառման դեպքում (նկ.3.68)  կարճ  փակելով  տրանզիստորի փականը և ակունքը (U_փա = 0), այն կարող է  օգտագործվել  իբրև առավելագույն Iըmax հաստատուն հոսանքի աղբյուր: Ավելի փոքր հոսանքի աղբյուր կարող ենք ստանալ` ակունքի շղթայում միացնելով Rա ռեզիստորը (նկ.3.68-ում ցույց է տրված կետագծերով): Վերջինիս միջոցով սխեմայում ապահովվում է բացասական հետադարձ կապ, որի շնորհիվ ելքային հոսանքը նվազում է:

Անհրաժեշտ Iը1 ելքային հոսանքի ստացման համար Rա-ի մեծությունը  որոշվում  է  հետևյալ  եղանակով:  Տրանզիստորի  փոխանցման բնութագծից պահանջվող Iը1 հոսանքի դեպքում, որոշվում է ակունք-փական U_ափ1 լարումը, և հաշվվում է Rա - ն համաձայն Rա = U_ափ1 / I_ը1  հավասարման:

Հաշվի առնելով, որ բացասական հետադարձ կապը, բացի անհրաժեշտ հոսանքի ապահովումից, նաև կայունացնում է տրանզիստորի աշխատանքային ռեժիմը, Rա-ի միացումը սխեմայում ցանկալի է: Այն կայունացնում է հաստատուն հոսանքի աղբյուրի ելքային հոսանքը արտաքին գործոնների ազդեցությունից: Rա-ն վերցնելով փոփոխական ռեզիստոր` կունենանք կառավարվող հաստատուն հոսանքի աղբյուր:                     

Դիտարկված եղանակով կառուցվում են, նաև ներսդրված հոսքուղիով մետաղ-մեկուսիչ-կիսահաղորդիչ (ՄՄԿ) տրանզիստորնրով հաստատուն հոսանքի աղբյուրները:

>>

3.11.5.2 Հաստատուն լարման աղբյուրներ

Հաստատուն լարման աղբյուրներ  կարող են կառուցվել հաստատուն հոսանքի աղբյուրի ելքային հոսանքի շղթայում ռեզիստորի միացումով: Նկ.3.69,ա-ում բերված է դաշտային տրանզիստորով հաստատուն լարման աղբյուրի սխեման: R1 ռեզիստորը միացված է հաստատուն VT տրանզիստորով և Rա ռեզիստորով կազմված հոսանքի աղբյուրի ելքային շղթայում: Հաստատուն հոսանքի գեներատորի հոսանքը R1-ի վրա ստեղծում է U_ե = I₁R1 լարումը, որը հաղորդվում է ելք:  Ելքային լարման հարաբերական փոփոխությունը պայմանավորված է հոսանքի գեներատորի հոսանքի փոփոխմամբ և հավասար է` δU<sub>ե</sub> = δI<sub>1</sub>R1: Rբ - բեռի միացման դեպքում ելքային լարումը և դրա հարաբերական փոփոխությունը կորոշվեն հետևյալ արտահայտություններով`

(3.129)-ից երևում է, որ ինչքան մեծ լինեն R1-ը և δRբ-ն և փոքր` Rբ-ն, այնքան ավելի անկայուն կլինի ելքային լարումը:

Սովորաբար, բեռի Rբ դիմադրությունը և դրա հարաբերական փոփոխման δRբ արժեքը տրվում են: Ելքային լարման կայունության մեծացման միակ եղանակը R1-ի փոքրացումն է: Սակայն, R1-ի փոքրացումը բերում է U_ե ելքային լարման փոքրացման: Այդ դեպքում անհրաժեշտ ելքային լարումը ապահովելու համար պետք է մեծացնել I₁ – հոսանքը, ինչը մեծ մասամբ ընդունելի չէ: 

Ելքային լարման կայունությունը մեծացվում է R1-ի և Rբ-ի միջև էմիտերային կամ ակունքային կրկնիչի միացումով: Նկ. 3.69,բ -ում բերված հաստատուն լարման գեներատորում օգտագործված է VT2–ով կառուցված էմիտերային կրկնիչ: Հաշվի առնելով, որ Էմիտերային կրկնիչի մուտքային դիմադրությունը շատ մեծ է (R_մ=h_21էRբ >>R1), բեռի փոփոխությունից ելքային լարման հարաբերական փոփոխության համար կստանանք`

Այսպիսով Rբ>>R1 պայմանի դեպքում, էմիտերային կրկնիչի կիրառումը h_21է անգամ փոքրացնում է ելքային լարման հարաբերական փոփոխությունը բեռի դիմադրության փոփոխությունից: 

Նկ.3.69,ա -ում պատկերված սխեմայի ելքային լարման կայունությունը բեռի փոփոխությունից զգալի չափով կարող է մեծացվել` նաև R1-ը փոխարինելով փոքր դիֆերենցիալ դիմադրություն ունեցող  տարրով, օրինակ դիոդով կամ ստաբիլիտրոնով:      

>>

3.11.5.3. Հոսանքի  հայելիներ

Հոսանքի հայելիներ կոչվում են մեկ մուտքով և մեկ կամ մի քանի ելքով շղթաները, որոնց ելքային հոսանքը (կամ հոսանքները) կրկնում է մուտքային հոսանքը:

Պարզագույն հոսանքի հայելու սխեման բերված է նկ. 3.70,ա – ում:

Այն բաղկացած է երկու միևնույն պարամետրերով տրանզիստորներից: VT1 տրանզիստորը միացված է դիոդի սխեմայով և աշխատում է ակտիվ ու հագեցման ռեժիմների սահմանային կետում: Այդ ռեժիմում կոլեկտորի և բազայի հոսանքների միջևունենք IկVT1=h_21էIբVT1: Սխեմայում UբէVT1 = UբէVT2, հետևաբար, IբVT1 = IբVT2  և IկVT1 = IկVT2 :

Մուտքային հոսանքը կորոշվի հետևյալ հավասարումով`

որտեղից կստանանք`

Հաշվի առնելով, որ h_21է >>1, կստանանք` I_ե = IկVT1 = IկVT2 = I_մ: Դա նշանակում է, որ ելքային հոսանքը կրկնում է մոտքային հոսանքը:

h_21է = 50  դեպքում  հոսանքի  կրկնման  սխալը  չի  գերազանցում  4%, որը գործնականում լիովին  ընդունելի է: Ավելի  փոքր  սխալ  ապահովում  է նկ.3.70,բ-ում բերված սխեման:  Այն տարբերվում է նախորդից նրանով, որ ավելացված է VT3 տրանզիստորը, և տեղափոխված է մուտքային հոսանքի միացման  տեղը: Սխեմայում հոսանքները կորոշվեն հետևյալ արտահայտություններով`                                                                                      

Ստացված արտահայտություններից ելքային հոսանքի համար կարող ենք գրել`

Հաշվի առնելով, որ h_21է >>1 և  I_կVT3 ≈ I_կVT1, կստանանք`

Վերջին հավասարումը ցույց է տալիս, որ մուտքային հոսանքը կրկնվում է ելքում:

Եթե դիտարկված սխեմաներում մուտքային հոսանքը պահպանվում է հաստատուն, դրանք վերածվում են հաստատուն հոսանքի գեներատորների: Ընդ որում, վերջին սխեման ավելի կայուն հոսանք է ապահովում: Դա բացատրվում է նրանով, որ VT2 տրանզիստորտը, փաստորեն, կատարում է VT3 տրանզիստորտի հետադարձ կապի շղթայում միացված ուժեղարարի դեր:     

>>

3.11.5.4. Բաղադրյալ տրանզիստորներ

Տրանզիստորի ուժեղացման գործակցի մեծացման նպատակով մի քանի տրանզիստորներ միացվում են որոշակի սխեմայով, որը կոչվում է բաղադրյալ տրանզիստոր (անվանում են նաև Դառլինգտոնի տրանզիստոր): Բաղադրյալ տրանզիստորի մեկ տարբերակ բերված է նկ. 3.71,ա-ում: Այն բաղկացած է VT1, VT2 տրանզիստորներից, որոնց կոլեկտորները միացված են իրար, իսկ նախորդ տրանզիստորի էմիտերը միացված է հաջորդ տրանզիստորի բազային:

 Տրանզիստորների կոլեկտորային հոսանքները կորոշվեն հետևյալ հավասարումներով`

 VT2-ի համար բազայինը համարվում է VT1–ի էմիտերային հոսանքը, հետևաբար կարող ենք գրել`

Հաշվի առնելով վերջին առնչությունը և փոքրության պատճառով անտեսելով I_կ01, I_կ02 մեծությունները, բաղադրյալ տրանզիստորի կոլեկտորային հոսանքի համար կստանանք`

Վերջին արտահայտությունից բաղադրյալ տրանզիստորի ուժեղացման գործակցի համար կստանանք`

Ստացված արտահայտությունից կարող ենք եզրակացնել, որ բաղադրյալ տրանզիստորի ուժեղացման գործակիցը որոշվում է տրանզիստորների ուժեղացման գործակիցների արտադրյալով:

Դիտարկված սխեման աշխատունակ է I_է1>I_կ02 պայմանի դեպքում: Այդ պայմանի չբավարարման դեպքում խզվում է I_կ02–ի հոսման շղթան, և խախտվում է սխեմայի աշխատանքը: Սխեմայի նորմալ աշխատանքն ապահովելու նպատակով VT2-ի էմիտերային անցումը շունտում են R1 ռեզիստորով: Վերջինիս դիմադրությունն ընտրվում է այնպես, որ դրա վրա I_կ02 – ի առաջացրած լարման  անկումը  լինի  անբավարար  VT2 - ի բացման համար (տրանզիստորների վերաբերյալ տեղեկատվական աղյուսակներում R1 - ի արժեքը տրվում է):

Բաղադրյալ տրանզիստորներ կառուցվում են նաև n–p-n և p-n-p տրանզիստորների համատեղ կիրառումով (նկ. 3.71,բ ):

Սկզբունքորեն, բերված եղանակով բաղադրյալ տրանզիստորում կարող են միացվել անհրաժեշտ թվով տրանզիստորներ (իբրև օրինակ նկ.3.72 – ում բերված են երեք տրանզիստորով բաղադրյալ տրանզիստորների սխեմաներ):   

Մեծ կիրառում են գտել երկբևեռ և դաշտային տրանզիստորներով բաղադրյալ տրանզիստորները: Նկ.3.71,գ–ում բերված այդպիսի տրանզիստորում օգտագործված է p-n անցումով կառավարումով VT1 դաշտային տրանզիստորը և երկբևեռ VT2 տրանզիստորը: Դաշտային տրանզիստորի կիրառումը ապահովում է մեծ մուտքային դիմադրություն և հոսանքի ուժեղացման գործակից, ինչը հնարավորություն է տալիս փոքր հզորության ազդաշանի աղբյուրից կառավարել մեծ հզորության բեռը:

>>

3.11.5.5. Ակտիվ (դինամիկ) բեռներ

Ուժեղարար կասկադներում ուժեղացման գործակիցն ուղիղ համեմատական է կոլեկտորային և էմիտերային շղթաներում միացված ռեզիստորների դիմադրություններին: Վերջիններիս մեծացումը, ուժեղացման գործակցի մեծացման նպատակով, բարդացնում, երբեմն անհնար է դարձնում տրանզիստորների հանգստի ռեժիմի ապահովումը, քանի որ շատ փոքրանում են տրանզիստորով անցնող հոսանքները:   

Կասկադների ուժեղացման գործակցի մեծացման խնդրի լուծումը, տրանզիստորների հանգստի ռեժիմի ապահովմանը զուգընթաց, կարող է իրականացվել, եթե որպես ռեզիստոր օգտագործվի ոչ գծային  տարր, որի ստատիկ դիմադրությունը շատ փոքր է դիֆերենցիալ դիմադրությունից: Այդ դեպքում տարրի ստատիկ փոքր դիմադրությունը հնարավորություն է տալիս ապահովել հանգստի ռեժիմի անհրաժեշտ համեմատաբար մեծ հոսանքը, իսկ դիֆերենցիալ մեծ դիմադրությունը կապահովի փոփոխական մեծ ելքային լարում, հետևաբար` մեծ ուժեղացման գործակից: Նկ. 3.73-ում պատկերված է ընդհանուր էմիտերով կասկադի սխեման, որտեղ VT1 տրանզիստորի կոլեկտորային շղթայում միացված է VT2 տրանզիստորով հաստատուն հոսանքի աղբյուրը: VT2-ով կոլեկտորային հոսանքը `

Մուտքային լարման կիրառման դեպքում VT1 - ի կոլեկտորային I_կ1 հոսանքը փոփոխվում է մուտքային լարման  փոփոխման օրենքով  ∆I_կ մեծությամբ: Քանի որ I_կ2-ը հաստատուն է, բեռով հոսող հոսանքը կփոփոխվի  ∆Iբ = - ∆Iկ  մեծությամբ: Դա նշանակում է, որ կոլեկտորային հոսանքի փոփոխությունը լրիվ հաղորդվում է բեռին, հետևաբար ապահովվում է կասկադում առավելագույն ուժեղացում:

Նկարագրված սկզբունքով կառուցվում են նաև դաշտային տրանզիստորներով ակտիվ բեռները: Որպես օրինակ նկ.3.74- ում բերված են p - n անցումով կառավարվող փականով (նկ. 3.74,ա) և ներսդրված հոսքուղով տրանզիստորներով (նկ.3.74,բ) կառուցված կասկադների սխեմաները: Այդ կասկադների ուժեղացման գործակիցներն ունեն հնարավոր առավելագույն արժեք և հավասար են` Ku = sRբ :        

>>

3.11.5.6.Ինտեգրալ գործառական ուժեղարարներ

Գործառական ուժեղարարները հաստատուն հոսանքի  ուժեղարարներ են, որոնք ունեն մեծ ուժեղացման գործակից, հաճախությունների թողանցման լայն շերտ, մեծ մուտքային և փոքր ելքային դիմադրություններ և կարող են օգտագործվել մուտքային ազդանշանի մի շարք գծային և ոչ գծային ձևափոխությունների նպատակով:

Այս ուժեղարարներն օգտագործվել են հաշվիչ տեխնիկայում պարզագույն գործողությունների (գումարում, հանում, ինտեգրում, դիֆերենցում, բազմապատկում) իրականացման նպատակով և այդ պատճառով կոչվում են գործառական ուժեղարարներ: Ներկայումս այդ ուժեղարարներն արտադրվում են ինտեգրալ միկրոսխեմաների տեսքով և կոչվում են ինտեգրալ գործառական ուժեղարարներ (ԻԳՈՒ):

Ինտեգրալ գործառական ուժեղարարներն ըստ պատրաստման  տեխնալոգիայի բաժանվում են երկու խմբի` կիսահաղորդիչային և հիբրիդային: Կիսահաղորդչային ԻԳՈՒ-ներում ուժեղարարի բոլոր տարրերը (տրանզիստորներ, դիոդներ, ռեզիստորներ, կոնդենսատորներ և  դրանց միացման հաղորդալարերը) պատրաստվում են մեկ կիսահաղորդիչային բյուրեղում, ինչի շնորհիվ ուժեղարարը ստացվում է միաձույլ: Հիբրիդային ԻԳՈՒ-ներում  օգտագործվում են մեծ հզորության տրանզիստորներ, որոնցով հոսաղ մեծ հոսանքները կարող են տաքացնել և վնասել կիսահաղորդիչային բյուրեղը, այդ պատճառով այս միկրոսխեմաներից ակտիվ տարրերը դուրս են բերվում բյուրեղից և միացվում են արտաքինից:

Ըստ կիրառման բնագավառի ԻԳՈՒ-ները բաժանվում են երկու խմբի` լայն (ընդհանուր) և հատուկ նշանակության: Լայն կիրառման ԻԳՈՒ-ներն ունեն ցածր ինքնարժեք և համեմատաբար ցածր ցուցանիշներ: Հատուկ կիրառության ԻԳՈՒ-ներն օժտված են բարձր ցուցանիշներով, սակայն դրանք ավելի բարձր ինքնարժեք ունեն:

ԻԳՈՒ-ներն իրարից տարբերելու նպատակով, դրանց տրվում է որոշակի անվանում (մակնիշ): Այդ անվանումը թվերից և տառերից բաղկացած համակարգ է (օրինակ K140УД8А): Անվանման առաջին երեք կամ չորս թվերով (օրինակում 140) արտահայտվում է ԻԳՈՒ–ի սերիան: Սերիայի առաջին թիվը ցույց է տալիս ԻԳՈՒ- ի պատրաստման տեխնալոգիան: Կիսահաղորդիչային տեխնալոգիայի դեպքում առաջին թիվը 1,5 կամ 7 է, իսկ հիբրիդայինի դեպքում` 2,4,6 կամ 8 է: Սերիայի հաջորդ երկու կամ երեք թվերը (օրինակում 40) արտահայտում են տվյալ սերիայի նախագծման հերթական համարը: Սերիային հաջորդող տառերը ցույց են տալիս միկրոսխեմայի կատարած գործառույթը (օրինակում УД): УД-ն ցույց է տալիս ուժեղացման գործողություն: Վերջինիս հաջորդող թիվը (օրինակում 8) ցույց է տալիս ուժեղարարի հերթական համարը: Այդ թվին հաջորդող տառը կամ տառերը (օրինակում А) բնորոշում է ԻԳՈՒ-ի մեկ կամ մի քանի պարամետրերի տարբերությունը: Լայն կիրառման ԻԳՈՒ-ների անվանման սերիան սկսվում է K տառով (օրինակում K140УД8А):

Էլեկտրական սխեմաներում ԻԳՈՒ-ները պատկերվում են երեք ուղղանկյունների.տեսքով (նկ.3.75,ա): Կենտրոնական ուղղանկյան ներսում պատկերված է եռանկյուն, որի կողքին գրվում է ուժեղացման գործակցի արժեքը: Եթե այն որոշակի չէ, ապա ուղղանկյան մեջ այդ արժեքը բացակայում է: ԻԳՈՒ-ի մուտքային ազդանշանի աղբյուրը միացվում է մուտքային 1 շրջող և 2 չշրջող ելուստների միջև: Շրջող մուտքի և ելքի միջև լարումները հակափուլ են, իսկ չշրջող մուտքի և ելքի միջև` համափուլ: ԻԳՈՒ–ի սնումը, մեծ մասամբ, իրականացվում  է երկու լարման աղբյուրներից +U և -U, որոնք միացվում են 4,5 ելուստներին: ԻԳՈՒ-ի ամպլիտուդա-հաճախութային բնութագծի պահանջվող տեսքը ստանալու նպատակով 7,8 ելուստների միջև միացվում է ճշգրտման շղթան: Մեծ մասամբ, ԻԳՈՒ-ի մուտքում զրոական լարման դեպքում, ելքային լարումը զրո չէ: Այն զրոյի բերման նպատակով 9,10 ելուստների միջև միացվում է զրոյի բերման շղթան: Ելքային լարումը վերցվում է 3 և 6 ելուստներից:

Սարքերի կառուցվածքային սխեմաներում ԻԳՈՒ-ները պատկերվում են պարզեցված պայմանական նշանով (նկ.3.75, բ կամ գ), որտեղ ցույց են տրվում միայն մուտքային և ելքային ելուստները:

>>

3.11.5.7. Ինտեգրալ գործառական ուժեղարարների  պարամետրերը

ԻԳՈՒ-ի պարամետրերը բաժանվում են երկու խմբի` ստատիկ և դինամիկ: Ստատիկ պարամետրերը բնորոշում են ուժեղարարի աշխատանքը մուտքային ազդանշանի դանդաղ փոփոխությունների դեպքում, դինամիկ պարամետրերը` արագ փոփոխությունների դեպքում: Ստատիկ են հետևյալ պարամետրերը`

Ուժեղացման գործակից` Ku: Ուժեղացման գործակից կոչվում է ԻԳՈՒ-ի ելքային լարման փոփոխության և այդ փոփոխությունն առաջացնող մուտքային դիֆերենցիալ լարման փոփոխության հարաբերությունը, երբ ուժեղարարն աշխատում է իր բնութագծի գծային մասում: Ku-ն կոչվում է նաև դիֆերենցիալ ազդանշանի ուժեղացման գործակից, որը ժամանակակից ԻԳՈւ-ներում գտնվում է 10⁵ …10⁶ տիրույթում:

Համափուլ ազդանշանի նվազեցման գործակից` M_հ: Այս գործակիցը որոշվում է դիֆերենցիալ և համափուլ ազդանշանների  ուժեղացման գործակիցների հարաբերությամբ և ունի նույն իմաստը, ինչ որ դիֆերենցիալ կասկադում: Լոգարիթմական միավորներով այն գտնվում  է 60…100 դԲ տիրույթում:

Շեղման լարում` Uշ:  Շեղման լարում կոչվում է մուտքային դիֆերենցիալ լարման այն արժեքը, որի դեպքում ԻԳՈւ-ի ելքային լարումը հավասարվում է զրոյի: Մուտքային լարման բացակայության դեպքում ուժեղարարի ելքային լարման զրո չլինելու պատճառը ԻԳՈՒ-ի կասկադների ոչ լրիվ համաչափությունն է: Շեղման լարումը  երկբևեռ տրանզիստորներով ԻԳՈՒ-ներում տասնյակ միկրոՎոլտ է, իսկ դաշտային տրանզիստորներովներում` միլիՎոլտերի կարգի մեծություն է:

Մուտքային միջին հոսանք I_մ:   ԻԳՈՒ-ի շրջող և չշրջող մուտքերում հոսանքների միջին թվաբանական արժեքն է մուտքային լարման այն արժեքի դեպքում, երբ ելքային լարումը զրո է: Մուտքային հոսանքները պայմանավորված են ուժեղարարի մուտքային շղթայի ոչ լրիվ համաչափությամբ: Այդ հոսանքը երկբևեռ տրանզիստորներով ԻԳՈՒ-ներում միկրոԱմպերներ է, իսկ դաշտային տրանզիստորովներում` նանոԱմպերներ:

Մուտքային դիմադրություն`R<sub>մ</sub>:   Տարբերում են դիֆերենցիալ` R_մդ և համափուլ` R_մհ մուտքային դիմադրություններ: Դիֆերենցիալ մուտքային դիմադրությունը ԻԳՈՒ-ի երկու մուտքային ելուստների միջև դիմադրությունն է: Համափուլ մուտքային դիմադրությունը իրար միացված մուտքային ելուստների և սխեմայի ընդհանուր ելուստի միջև դիմադրությունն է: Այդ դիմադրությունները հարյուրավոր կիլոՕմ մեծություններ են:

Ելքային դիմադրություն` R_ե:   Ելքային ելուստների միջև դիմադրությունն է զրոյական ելքային լարման դեպքում և հարյուրավոր օմերի մեծություն ունի:

Սպառման հզորության ծախս` Pu:   ԻԳՈՒ-ի ծախսած հզորությունն է, երբ բեռով հոսանքը և դրա վրա լարումը բացակայում են: Այն 0,5 Վտ կարգի մեծությունն է:   

Բացի նշված հիմնական պարամետրերից, տեղեկատվական աղյուսակներում բերվում են նաև ելքային և մուտքային լարումների թույլատրելի առավելագույն արժեքները, ջերմաստիճանային դրեյֆը, սնման լարման աղբյուրի անկայունության ազդեցության գործակիցը:

Դինամիկ պարամետրերն են`

Հաճախությունների թողանցման շերտ` f₁ կամ միավոր ուժեղացման հաճախություն: Դա այն հաճախությունն է, որի դեպքում ԻԳՈՒ-ի ուժեղացման գործակիցը հավասարվում է մեկի (նկ.3.76,բ): Միավոր ուժեղացման հաճախությունն ունի մինչև հարյուրավոր մեգահերցերի արժեք: 

Ելքային լարման աճի առավելագույն արագություն` Vu:   ԻԳՈՒ-ի ելքային լարման փոփոխման առավելագույն արագությունը, երբ դրա մուտքում ազդում է ուղղանկյունաձև իմպուլսային լարում, կոչվում է ելքային լարման աճի առավելագույն արագություն: Այս պարամետրն ունի մինչև 400Վ/մկվ մեծություն:

Ելքային լարման հաստատման ժամանակ` t<sub>հ</sub>:    Դա այն ժամանակահատվածն է, որի ընթացքում անցողիկ երևույթները վեջանում են: Գնահատվում է այն ժամանակահատվածով, որի ընթացքում ելքային լարումը փոփոխվում է 0.1U<sub>հ</sub> - ից մինչև 0,9U<sub>հ</sub>, որտեղ U<sub>հ</sub> - ն` ելքային լարման հաստատված արժեքն է (նկ.3.6,բ):

Վերականգնման ժամանակ` t_վ:    Այն ժամանակահատվածն է, որի ընթացքում ԻԳՈՒ-ն անցնում է հագեցած վիճակից աշխատանքային գծային ռեժիմի:

Ճակատի արտանետվածք`σ:   ԻԳՈՒ-ի ելքային լարման առավելագույն շեղումն է հաստատված արժեքից, երբ մուտքում գործում է թռիչքաձև լարում (նկ. 3.6,բ ): Այն կոչվում է նաև ելքայիւն լարման գերաճ:

>>

3.11.5.8. Ինտեգրալ գործառական ուժեղարարների բնութագծերը

ԻԳՈՒ - ի ստատիկ բնութագիծը  դրա ելքային և մուտքային դիֆերենցիալ լարումների կապն է, որը կոչվում է ամպլիտուդային բնութագիծ: Տեսականորեն այդ բնութագիծը համաչափ է: Մուտքային զրոյական լարման դեպքում ելքում լարումը զրո չէ (նկ.3.76,ա-ում`1), և  բնութագծի աշխատանքային տիրույթը գծային է: Մուտքային լարման որոշակի արժեքից ԻԳՈՒ-ի ելքային լարումը մնում է անփոփոխ: ԻԳՈՒ-ն հագենում է: Իրականում այդ բնութագիծը զրո կետով չի անցնում, և այն զրո կետ տեղափոխելու համար մուտքին տրվում է շեղման լարում (նկ.3.76,ա-ում `2):

ԻԳՈՒ-ի դիմամիկ բնութագծերը ամպլիտուդա-հաճախական և փուլա-հաճախական  բնութագծերն են: Դրանք մեծ մասամբ պատկերվում են լոգարիթմական միավորներով և կոչվում են լոգարիթմական ամպլիտուդա-հաճախական և փուլա-հաճախական  բնութագծեր: Նկ.3.76,բ -ում ԼԱՀԲ - ը պատկերված է կետագծերով իսկ դրա ապրոկսիմացված տեաքը` հոծ բեկյալ գծով:

>>

3.11.5.9 Ինտեգրալ գործառական ուժեղարարների սխեմաները

Ժամանակակից ԻԳՈՒ-ների էլեկտրական սխեմաները  բազմազան են: Դրանք տարբերվում են իրարից սխեմայում օգտագործված կասկադների թվով և տեսակով: Չնայած սխեմաների բազմազանությանը` դրանք ունեն ընդհանուր կառուցվածք: ԻԳՈՒ-ները բաղկացած են երկու կամ երեք կասկադներից: Դրանք են ` մուտքային, համաձայնեցման և ելքային կասկադներ: Մուտքային կասկադը դիֆերենցիալ կասկադ է, որն ապահովում է մեծ մուտքային դիմադրություն, ուժեղացման  և համափուլ ազդանշանի նվազեցման մեծ գործակիցներ, փոքր զրոյի դրեյֆ և  արտաքին գործոնների նկատմամբ մեծ կայունություն: Համաձայնեցման կասկադը իրականացնում է մուտքային դիֆերենցիալ կասկադի ելքային և ելքային կասկադի մուտքային լարումների համաձայնեցում: Ելքային կասկադն ապահովում է բեռի վրա հզորության ուժեղացում և, որպես կանոն, երկտակտ սխեմայով կառուցված էմիտերային կրկնիչ է: 

Երեք կասկադանոց ԻԳՈՒ-ի պարզեցված էլեկտրական սխեման բերված է նկ. 3.77–ում: Մուտքային կասկադը (1) սիմետրիկ մուտքով ոչ սիմետրիկ ելքով և էմիտերային հոսանքի կայունարարով դիֆերենցիալ կասկադ է: Համաձայնեցնող կասկադը (2) նույնպես սիմետրիկ մուտքով ոչ սիմետրիկ ելքով կասկադ է, որի ելքում միացված է ընդհանուր էմիտերով կասկադ (VT7): Ելքային կասկադը AB դասում աշխատող երկտակտ հզորության ուժեղարար է ( էմիտերային կրկնիչ):

Դաշտային տրանզիստորներով մուտքային կասկադով երկկասկադ  ԻԳՈՒ - ի սխեման պատկերված է նկ.3.78-ում: Դաշտային տրանզիստորներով մուտքային կասկադը ապահովում է ԻԳՈՒ-ի շատ մեծ մուտքային դիմադրություն:

Սխեմայում ցույց է տրված ելքային լարման զրոյի բերման շղթայի միացման ելուստները, որոնք միացված են VT5, VT6 տրանզիստորների  էմիտերներին: ԻԳՈՒ-ի սնման լարման աղբյուրից  փոփոխական ռեզիստորի միջոցով կիրառվում է  շեղման լարում: 

>>

3.12. ԻԳՈՒ-ներով  փոփոխական հոսանքի ուժեղարարներ

ԻԳՈՒ-ների կիրառումը փոփոխական հոսանքի ուժեղարարներում զգալիորեն պարզեցնում է վերջիններիս սխեմատեխնիկան: Ընդ որում, հնարավոր է ԻԳՈՒ-ներով փոփոխական հոսանքի ուժեղարարների նախագծման երկու եղանակ: Առաջին եղանակի դեպքում կիրառվում է RC կապով բազմակասկադ ուժեղարարների նախագծման սկզբունքը` փոխարինելով տրանզիստորային ուժեղարար կասկադները ԻԳՈՒ-ներով (նկ.3.79): ԻԳՈՒ-ի մեծ ուժեղացման գործակիցը ապահովում է կասկադների թվի նվազեցում, դրանով իսկ` ուժեղարարի սխեմայի պարզեցում:    

Նկ. 3.79 - ում բերված է ԻԳՈՒ-ներով փոփոխական հոսանքի ուժեղարարի սխեման: DA1..DAn ԻԳՈՒ-ներից յուրաքանչյուրն աշխատում է Kui = U_եi / U_մi = U_եi / U_{ե(i -1)} = - R_i / R_(i+1) ուժեղացման գործակցով ուժեղարարի ռեժիմում: ԻԳՈՒ-ների թիվը որոշվում է ըստ Ku = Ku1∙Ku2 ∙ ∙ ∙Kun արտահայտության: Անհրաժեշտ Kui  ուժեղացման գործակիցը ապահովվում է R_i, R_(i+1) դիմադրությունների միջոցով բացասական հետադարձ կապի կիրառումով, որը միաժամանակ կայունացնում է ԻԳՈՒ-ի տրանզիստորների հանգստի ռեժիմները:   

Այդ սխեմայում (ինչպես և տրանզիստորային ուժեղարարում) ուժեղարարի հաճախությունների  թողանցման շերտի  սահմանային ցածր հաճախությունը (fսց) որոշվում է կապի RC շղթաների պարամետրերով:

Երկրորդ եղանակի ռեպքում ԻԳՈՒ-ների միջև կապի R_կC շղթաները չեն միացվում: Ku ուժեղացման գործակցի ընտրման և հանգստի ռեժիմի կայունացման նպատակով սխեմայում R1-ի միջոցով մտցվում է ըստ հաստատուն հոսանքի  բացասական հետադարձ կապ (նկ.3.80): Միաժամանակ այդ շղթան  կիրառվում է բազմակասկադ ուժեղարարի ամպլիտուդա-հաճախական բնութագծի ճշգրտման նպատակով: Ուժեղարարի մուտքում և ելքում RC կապի շղթաները պահպանվում են: Մուտքում C1 բաժանիչ կոնդեսատորի միացումը պահանջում է անպայման R_կ1 դիմադրության միացում, քանի որ վերջինիս բացակայության դեպքում ԻԳՈՒ-ի մուտքային հոսանքներով կոնդենսատորը լիցքավորվում է: Կոնդենսատորի վրայի լարումը ԻԳՈՒ-ի կողմից ընդունվում է որպես օգտակար ազդանշան: Արդյունքում այն ուժեղանալով` շեղում է ելքային կասկադի տրանզիստորների հանգստի ռեժիմները, սահմանափակում է ելքային լարման առավելագույն արժեքը և առաջացնում  ոչ գծային աղավաղումներ: Սակայն R_կ1-ի միացումը բերում է ուժեղարարի մուտքային դիմադրության փոքրացման, հետևաբար մուտքային շղթային փոխանցման գործակցի և ուժեղարարի ուժեղացման գործակցի փոքրացման: Հաշվի առնելով, որ ԻԳՈՒ-ներն ունեն շատ մեծ ուժեղացման գործակից, վերջին հանգամանքը կարելի է անտեսել:

Այսպիսով, ԻԳՈՒ-ներով փոփոխական հոսանքի ուժեղարարներ նախագծման դիտարկված եղանակներից նախընտրելի է երկրորդ եղանակը, որի դեպքում ԻԳՈՒ-ների միջև կապի RC շղթաները բացակայում են, հետևաբար ուժեղարարի սխեման պարզեցվում է:

Նկ.3.81-ում պատկերված է երկրորդ եղանակով նախագծված փոփոխական հոսանքի ուժեղարարի սխեման: Սխեմայում DA1-ի բացասական հետադարձ կապի շղթայում միացված է R1,C1,R2,C2 տարրերից բաղկացած շղթան, որը տրանզիստորների հանգստի ռեժիմի կայունացմանը զուգընթաց ապահովում է անհրաժեշտ ուժեղացման գործակցի և ամպլիտուդա-հաճախական բնութագծի ճշգրտման պարամետրերը:

Զրոյին մոտ հաճախությունների դեպքում C2 կոնդենսատորի դիմադրությունը շատ մեծ է  ԻԳՈՒ-ի  շատ մեծ մուտքային դիմադրության դեպքում (ինչը գործնականում մեծ մասամբ ապահովված է) ելքային U_ե լարումը լրիվ կիրառվում է  ԻԳՈՒ-ի շրջող մուտքին: Սխեմայում  ունենք 100% - անոց  խորը բացասական հետադարձ կապ, և հետադարձ կապի շղթայի փոխանցման գործակիցը հավասար է 1 - ի: Սխեմայի ուժեղացման գործակիցը կլինի`

Հաճախության մեծացումից  Xc₁-ը և γ_u - ն նվազում են: Արդյունքում հետադարձ կապը թուլանում է, և -ն աճում է: C1 և C2 կոնդենսատորների ունակություններն ընտրվում են այնպես, որ հաճախությունների թողանցման շերտում  Xc₁ Xc₂: Այդ դեպքում  և ունի առավելագույն արժեք: Հաճախության հետագա մեծացումից, երբ այն գերազանցում է  թողանցման շերտի վերին սահմանային հաճախությունը  Xc₁ , հետադարձ կապը խորանում է, և ուժեղացման գործակիցը նվազում է:

Դիտարկված սխեմայի ԼԱՀԲ - ը պատկերված է նկ.3.81 - ում: Սխեմայի հաշվարկի ժամանակ  R1,C1,R2,C2 տարրերի արժեքներն ընտրվում են հետևյալ պայմաններից`

ԻԳՈՒ-ի մուտքային հոսանքի ազդեցությունը վերացնելու նպատակով չշրջող մուտքում միացվում է R3 ռեզիստորը, և այն հաշվվում է հետևյալ պայմանից`

որտեղ R_ե -ն` ԻԳՈՒ-ի ելքային դիմադրությունն է:

ԻԳՈՒ-ներով փոփոխական հոսանքի ուժեղարարներում անհրաժեշտ է ապահովել նաև հետևյալ պայմանը`

որտեղ f₁-ը  ԻԳՈՒ-ի միավոր ուժեղացման հաճախությունն է :

>>

3.13. Ընտրողական ուժեղարարներ

Ընտրողական ուժեղարարներն օժտված են  հաճախությունների  n նեղ թողանցման շերտով, ինչը հնարավորություն է տալիս դրանք օգտագործել սևեռված հաճախության ազդանշանների ընտրման և  ուժեղացման համար: Հաճախականային ընտրողականությունը այս ուժեղարարներում ապահովում է բարձր աղմկակայունություն, ինչի  շնորհիվ դրանք մեծ կիրառություն են գտնում սևեռված հաճախությամբ աշխատող ավտոմատ կառավարման համակարգերում: Ռադիոընդունիչ և հեռուստատեսային համակարգերում ընտրողական  ուժեղարարները ծառայում են ընտրելու միայն տվյալ  հաղորդիչ կայանի սևեռված հաճախությամբ ազդանշանները:

 Ընտրողական ուժեղարարի ամպլիտուդա-հաճախական բնութագիծը բերված է նկ.3.82-ում: Հաճախությունների թողանցման շերտը որոշվում է 2∆f = fսբ - fսց արտահայտությամբ, իսկ ընտրողական հատկությունը` Q = f₀ / 2∆f բարորակությամբ: Սահմանային բարձր fսբ և ցածր fսց հաճախությունները որոշվում են  մակարդակով: Ռեզոնանսային  f₀  հաճախության դեպքում ուժեղացման գործակցի մեծությունը Kum է: Այս ուժեղարարներում սահմանային հաճախությունների  հարաբերությունը գտնվում է fսբ / fսց = 1.OO1...1.1 տիրույթում:

Ցածր հաճախության ընտրողական ուժեղարարները բացասական  հետադարձ կապով ուժեղարարներ են, որոնց հետադարձ կապի շղթայում միացված է փոխանցման գործակցի հաճախական կախվածությամբ RC շղթա: Բարձր հաճախությունների տիրույթում ընտրողական ուժեղարարները կասկադներ են, որոնց բեռի շղթային միացված է զուգահեռ տատանողական LC կոնտուր: Բարձր հաճախության ընտրողական ուժեղարարները կոչվում են ռեզոնանսային ուժեղարարներ:  Ռեզոնանսային ուժեղարարի սխեման բերված է նկ.3.83 -ում: Այն տարբերվում է ընդհանուր էմիտերով կասկակադից միայն նրանով, որ տրանզիստորի կոլեկտորի շղթայում R դիմադրությունը փոխարինված է LC կոնտուրով: Բեռի հետ կապը իրականացվում  է  կամ  կոնդենսատորի  միջոցով,  կամ տրանսֆորմատորի  երկրորդային փաթույթով, որի  առաջնային  փաթույթը ծառայում է իբրև ինդուկտիվություն LC կոնտուրի համար:  Ուժեղարարի  համարժեք  սխեման ռեզոնանսային հաճախության դեպքում բերված է նկ.3.83,բ-ում,  իսկ ռեզոնանսային հաճախությունից տարբեր հաճախությունների  դեպքում` նկ. 3.83,գ-ում:

 Համարժեք  սխեմաներում  հաշվի  է առնվել,  որ տեղի  ունի  r_կէ  >> [(r_է || (r_բ + R1||R2 )] պայմանը:

Ուժեղարարի ընտրողական հատկությունը պայմանավորված է նրանով, որ ռեզոնանսային կոնտուրի դիմադրությունը ռեզոնանսային   հաճախության դեպքում ունի առավելագույն մեծություն, իսկ f₀- ից տարբեր հաճախությունների դեպքում այն խիստ նվազում է: Ուժեղարարի ուժեղացման գործակիցն ուղիղ համեմատական է  տրանզիստորի կոլեկտորի բեռի դիմադրությանը, հետևաբար այն կփոփոխվի կոնտուրի դիմադրության փոփոխման օրենքով:

Որոշենք կոնտուրի և ուժեղարարի պարամետրերի միջև կապը: Ռեզոնանսային հաճախության դեպքում  կոնտուրի  դիմադրությունը որոշվում է Qկհամ=Rհամ / Z0 արտահայտությամբ, որտեղ  կոնտուրի բնութագրիչ դիմադրությունն է, r-ը`ակտիվ դիմադրությունը:  Կոնտուրի  լավորակությունը  կլինի` Qկ = Z0 / r = R0 / Z0: Նկ.3.83,բ-ում բերված համարժեք սխեմայից երևում է, որ տրանզիստորի կոլեկտորի շղթայում ունենք Rհամ = R0||Rբ||r_կէ  համարժեք  դիմադրություն, հետևաբար համարժեք լավորակությունը կորոշվի Qկհամ = Rհամ / Z0 արտահայտությամբ:

Ռեզոնանսային հաճախությանը մոտ հաճախությունների  դեպքում տրանզիստորի կոլեկտորի շղթայում գործում են նաև L և C պարամետրերը: Այդ դեպքում կոնտուրի դիմադրությունը հավասար է` (տես նկ 3.83,գ)-ն

Պարզ ձևափոխությունից հետո  վերջին  արտահայտությունը  կարող ենք գրել հետևյալ տեսքով`

Այս հավասարման հայտարարում գտնվող  հաճախությունների  տարբերությունը ձևափոխենք հետևյալ կերպ`

Ռեզոնանսային հաճախությանը մոտ հաճախությունների  դեպքում  կարող ենք գրել`

Տեղադրելով (3.139) - ը  (3.138)-ի մեջ կստանանք`

Կամ

Այսպիսով, վերջին հավասարումը ցույց է տալիս, որ ռեզոնանսային հաճախության դեպքում ∆f = O, և ուժեղարարի բեռնավորման շըղթայի |Z| դիմադրությունն ունի առավելագույն արժեքը: Առավելագույն արժեքը կունենա նաև ուժեղարարի  ուժեղացման գործակիցը: Ռեզոնանսային հաճախությունից տարբեր հաճախությունների դեպքում    ∆f –ը մեծանում է, հետևաբար փոքրանում են |Z| -ը և ուժեղացման գործակիցը:  Մասնավոր դեպքում ուժեղացման գործակցի անգամ փոքրացումը համապատասխանում է |Z|-ի նույնքան անգամ փոքրացմանը: Հավասարեցնելով (3.141) արտահայտության հայտարարը-ի կստանանք`

Եզրակացությունն այն է, որ ուժեղարարի լավորակությունը որոշվում է կոնտուրի համարժեք լավորակությամբ:

Ռեզոնանսային ուժեղարարները օգտագործվում են տասնյակ և  հարյուրավոր կիլոհերց հաճախությունների  տիրույթում:  Ցածր  հաճախությունների դեպքում այդ ուժեղարարների կիրառությունը հիմնավորված չէ, LC կոնտուրի տարրերի չափսերի մեծ լինելու պատճառով:

Ցածր հաճախության ընտրողական ուժեղարարների կառուցվածքային սխեման բերված է նկ.3.84-ում: Այստեղ Ku ուժեղացման գործակցով ուժեղարարի բացասական հետադարձ կապի շղթայում միացված է փոխանցման գործակցի հաճախական կախվածությամբ շղթան: Հետադարձ կապի շղթայի ամպլիտուդա-հաճախական բնութագիծն ունի նկ. 3.84-ում բերված տեսքը:

Ընտրվող f₀  հաճախության դեպքում հետադարձ կապի շղթայի փոխանցման գործակիցը հավասար է զրոյի: Հետադարձ կապով ուժեղարարի K_uհ գործակիցը հավասար է առանց հետադարձ կապի ուժեղարարի Kum գործակցին, քանի որ հետադարձ կապը բացակայում է: Ընտրվող  f₀ հաճախությունից տարբեր հաճախությունների դեպքում հետադարձ  կապի շղթայի  փոխանցման, ինչպես նաև հետադարձ կապով ուժեղարարի ուժեղացման գործակիցները ձգտում են 1-ի :

Ինչպես երևում է Kuհկ բնութագծի տեսքից, այդպիսի հետադարձ կապի շղթայի դեպքում ուժեղարարն աշխատում է ընտրողական ռեժիմում:

Հետադարձ կապի շղթայում օգտագործվում է ընտրողական RC շղթա: Այդ RC շղթաներից լավագույն ընտրողական հատկություններով օժտված է կրկնակի T-աձև կամրջակը, որի սխեման և բնութագծերը բերված են նկ. 3.84-ում: Քվազիռեզոնանսային f0 հաճախության  դեպքում կամրջակի փոխանցման գործակիցը հավասարվում է զրոյի:

Հաշվարկների պարզեցման  նպատակով վերցվում է R1 = R2 = R,

R3 = R/2, C1 = C2 = C, C3 = 2C: Այդ դեպքում ընտրվող հաճախությունը որոշվում է հետևյալ հավասարումով` 

Վերջին հավասարումը ճիշտ է, եթե կամրջակն աշխատում է պարապ ընթացի ռեժիմում, իսկ մուտքում միացված է զրոյական ներքին  դիմադրությամբ լարման աղբյուր: Կամրջակի ընտրողական  հատկությունը պահպանելու նպատակով պետք է օգտագործել այնպիսի ուժեղարար, որի ելքային դիմադրությունը շատ փոքր է, իսկ մուտքային դիմադրությունը` շատ մեծ:

Եթե ուժեղարարը չէ օժտված այդպիսի դիմադրություններով, կամրջակի մուտքում և ելքում միացվում են լարման կրկնիչներ:

Ընտրողական ուժեղարարներ նախագծելիս պետք է օգտագործել երկու մուտքային ելուստներ ունեցող ուժեղարարներ: Մի մուտքում  միացվում է ուժեղացվող ազդանշանի աղբյուրը, իսկ մյուս մուտքն  օգտագործվում  է հետադարձ կապի իրականացման համար:

Նկ.3.86-ում բերված է ինտեգրալ  գործառական  ուժեղարարով և  կրկնակի T- աձև կամրջակով կառուցված ընտրողական ուժեղարարի սխեման: T-աձև կամրջակի նորմալ աշխատանքի վրա ուժեղարարի ելքային և մուտքային դիմադրությունների ազդեցությունները վերացնելու նպատակով ուժեղարարի ելքը կամրջակի մուտքին և կամրջակի ելքը ուժեղարարի մուտքին միացված են DA2 և DA3 ԻԳՈՒ-ներով լարման կրկնիչների միջոցով: Ուժեղացման գործակցի անհրաժեշտ մեծությունն  ապահովվում  է  DA1  ԻԳՈՒ- ի  բացասական  հետադարձ  կապի շղթայում միացված R4, R5 ռեզիստորների արժեքների ընտրումով: Ուժեղացման գործակիցը որոշվում է Kum =1+ R5/R4  հավասարումով:

>>

3.14. Լայն հաճախական թողանցման շերտով  ուժեղարարներ

Էլեկտրոնային մի շարք շղթաներում ուժեղացվող ազդանշանի հաճախությունը փոփոխվում է շատ մեծ տիրույթում: Օրինակ, իմպուլսային ազդանշանների ուժեղարարներում մուտքային իմպուլսը բաղկացած է հարմոնիկ տատանումների լայն տարրապատկերով (սպեկտրով): Դիտարկված ուժեղարարներն ունեն համեմատաբար ոչ մեծ հաճախությունների թողանցման շերտ և չեն կարող օգտագործվել նշված ազդանշանների ուժեղացման համար: Լայն թողանցման շերտով ուժեղարարները կառուցվում են RC կապով ուժեղարարների կիրառմամբ` դրանցում ավելացնելով ամպլիտուդա-հաճախական բնութագծի ճշգրտող շղթաներ: Վերջիններիս միջոցով լայնացվում է ուժեղարարի թողանցման շերտի մեծությունը ինչպես ցածր, այնպես էլ բարձր հաճախությունների ուղղությամբ: Առաջին դեպքում ունենք ցածր հաճախական, երկրորդ դեպքում`բարձր հաճախական ճշգրտում: Ճշգրտման էությունն այն է, որ ճշգրտող շղթաները մեծացնում են ուժեղարարի ուժեղացման գործակիցը ցածր և բարձր հաճախությունների տիրույթներում: Ճշգրտման համար օգտագործվում են  երկբևեռ և քառաբևեռ շղթաներ, որոշ դեպքերում նաև` հետադարձ կապեր:

>>

3.14.1. Ցածր հաճախական ճշգրտում

RC կապով կասկադում ուժեղացման գործակցի նվազումը ցածր հաճախությունների տիրույթում պայմանավորված է սխեմայում կոնդենսատորների առկայությամբ: Հետևաբար ճշգրտման նպատակն է թուլացնել այդ ազդեցությունը: Ցածր հաճախական ճշգրտումով ընդհանուր էմիտերով կասկադի սխեման բերված է նկ.3.87,ա-ում, իսկ կասկադի համարժեք սխեմայի  ելքային շղթան ցածր հաճախությունների տիրույթում` նկ.3.87,բ-ում: Այստեղ ճշգրտող շղթա է R3,C3 –ը, որը միացված է տրանզիստորի կոլեկտորի շղթային և թուլացնում է C2-ի ազդեցությունն ուժեղացման գործակցի վրա:

Ճշգրտման էությունը կայանում է հետևյալում: Միջին հաճախությունների տիրույթում C2  կոնդենսատորի ազդեցությունն անտեսում ենք:  Ճշգրտող շղթայի պարամետրերն ընտրվում են այնպես, որ այդ տիրույթում ապահովվում է R3 || Xc₃ << R4 պայմանը, և համարժեք սխեմայում  R3, C3 ճշգրտող շղթայի ազդեցությունը նույնպես կարող ենք անտեսել: Հետևաբար միջին հաճախությունների տիրույթում ճշգրտող շղթան չի ազդում կասկադի ուժեղացման գործակցի վրա, և U_ե = U_R4 :

Ցածր հաճախությունների տիրույթում C2 և C3 կոնդենսատորների դիմադրությունները մեծանում են, և դրանց ազդեցությունն անտեսել չենք կարող:

Կասկադի համարժեք սխեմայի ելքային  շղթայից ելքային լարման համար կարող ենք գրել`

Ելքային լարման արտահայտությունից դժվար չէ  եզրակացնել,  որ  եթե  ճշգրտող շղթայի պարամետրերն ընտրված են այնպես, որ U_C3 = U_C2, ապա կստանանք U_ե = U_R4 և ցածր  հաճախությունների  տիրույթում կասկադի ուժեղացման գործակիցը կպահպանի միջին հաճախությունների դեպքում ուժեղացման գործակցի արժեքը:

Ուսումնասիրությունները ցույց են տալիս, որ  ցածր  հաճախությունների տիրույթում ուժեղացման գործակցի նվազագույն շեղումը  միջին հաճախությունների դեպքում ուժեղացման գործակցի արժեքից ստացվում է R3 ≈O.4R4 և R3C3 = (R4+Rբ)C2  պայմանների ապահովման  դեպքում:

Ամպլիտուդա-հաճախականային բնութագծի ցածր հաճախական ճշգրտումը դաշտային տրանզիստորներով կասկադում իրականացվում է նույն սկզբունքով ինչ որ երկբևեռ տրանզիստորներով կասկադում (նկ.3.87,գ):

>>

3.14.2.Բարձր հաճախական ճշգրտում

Ուժեղարարի ուժեղացման գործակցի փոքրացումը բարձր  հաճախությունների տիրույթում պայմանավորված է տրանզիստորի h_21է ուժեղացման գործակցի և կոլեկտորային շղթայում ունակությունների դիմադրությունների հաճախական փոփոխությամբ: Բարձր  հաճախութային  ճշգրտման նպատակն այդ ունակությունների ազդեցության նվազեցումն է:

Բարձր հաճախականային ճշգրտմամբ ընդհանուր էմիտերով  կասկադի սխեման բերված է նկ.3.88,ա-ում, իսկ կասկադի համարժեք սխեմայի ելքային շղթան` նկ.3.88,բ-ում: Ճշգրտումն իրականացվում է L ինդուկտիվության միջոցով, որը միացված է տրանզիստորի  կոլեկտորի  շղթային:  Համարժեք սխեմայում C₀ - ով նշանակված է կոլեկտորային շղթայի լրիվ ունակությունը: L-ը ընտրված է այնքան, որ ցածր և միջին  հաճախությունների տիրույթներում դրա դիմադրությունը շատ փոքր է (X_L <<R3 ), և այն ուժեղարարի ուժեղացման գործակցի վրա չի ազդում: Այդ տիրույթներում C₀ - ի ազդեցությունը նույնպես թույլ է և կասկադի ուժեղացման գործակցի վրա չի ազդում:

Բարձր խաճախությունների տիրույթում L, C₀ կոնտուրում առկա է ռեզոնանս: Ռեզոնանսի շնորհիվ լարումը կոնտուրի վրա մեծանում է, մեծանում է նաև ուժեղացման գործակցի մեծությունը և փոխհատուցում է ունակությունների ազդեցությունը:

Ընդհանուր ակունքով կասկադում բարձր հաճախական ճշգրտումը կատարվում է նույն եղանակով: Դաշտային տրանզիստորի ըմպիչի շղթայում R3 դիմադրությանը հաջորդաբար միացվում է L ինդուկտիվությունը:

Միկրասխեմաներում ինդուկտիվության պատրաստումն որոշակի տեխնալոգիական դժվարություններ ունի, այդ պատճառով այստեղ բարձր հաճախական ճշգրտումն իրականացվում է բացասական հետադարձ կապի կիրառումով:

Նկ.3.8,ա-ում բերված են ընդհանուր էմիտերով կասկադի, իսկ նկ.3.88,գ-ում`ընդհանուր ակունքով կասկադի բացասական հետադարձ կապի միջոցով բարձր հաճախական ճշգրտումով սխեմաները: Ի տարբերություն առանց ճշգրտման կասկադների սխեմաների, որտեղ C_է,C_ա ունակությունները մեծ են, ճշգրտված սխեմաներում դրանք փոքր մեծություններ են:

Ցածր և միջին հաճախությունների տիրույթներում R_է || XC_է դիմադրությունը մեծ է: Էմիտերային հոսանքի փոփոխական  բաղադրիչն այդ դիմադրության վրա ստեղծում է լարման անկում, որը R2 -ի միջոցով տրվում  է  տրանզիստորի մուտքին: Կասկադում ունենք հաջորդական բացասական հետադարձ կապ, որն ապահովում է անհրաժեշտ ուժեղացման գործակից:

Բարձր հաճախությունների տիրույթում C_է - ի դիմադրությունը փոքրանում է, որը հանգեցնում է էմիտերային շղթայի դիմադրության, հետևաբար և վերջինիս վրայի լարման անկման մեծության նվազեցման: Հետադարձ կապը թուլանում է, և ուժեղացման գործակիցը  մեծանում է: Արդյունքում h_21է -ի և C₀ -ի հաճախական փոփոխման պատճառով ուժեղացման գործակցի փոքրացումը փոխհատուցվում է հետադարձ կապի շնորհիվ` վերջինիս մեծացումով:

Նույն սկզբունքով աշխատում է ընդհանուր ակունքով կասկադի ճշգրտման R_ա, C_ա շղթան:

>>

3.14.3. Իմպուլսային ազդանշանի ուժեղարարներ

Թվային և մի շարք այլ սարքերում աշխատանքային ազդանշանն ունի իմպուլսային բնույթ: Իմպուլսային ազդանշանն, ի տարբերություն փոփոխականի, պարունակում է թռիչքաձև փոփոխվող և հաստատուն բաղադրիչներ, որի շնորհիվ իմպուլսային ազդանշանի ուժեղարարներն օժտվում են որոշակի առանձնահատկություններով: Իմպուլսային ազդանշանների բազմությունից (ուղղանկյունաձև, սղոցաձև, սեղանաձև ) առավելապես օգտագործվում է ուղղանկյունաձև իմպուլսային ազդանշանը: Այդ պատճառով դիտարկենք ուղղանկյունաձև իմպուլսային ազդանշանի ուժեղացման առանձնահատկությունները:

Հայտնի է, որ ուղղանկյունաձև իմպուլսը բաղկացած է հարմոնիկ տատանումների լայն տարրապատկերից (սպեկտրից): Ընդ որում,  իմպուլսի առաջին և հետին ճակատները բնորոշվում են տարրապատկերի  բարձր հաճախական բաղադրիչներով, իսկ իմպուլսի գագաթը` դրա ցածր հաճախական բաղադրիչներով: Հետևաբար իմպուլսային  ազդանշանի` առանց աղավաղման ուժեղացման համար պետք է նշված բոլոր բաղադրիչները ուժեղացվեն նույն ուժեղացման գործակցով: Ասվածից բխում է, որ իմպուլսային ազդանշանի ուժեղարարը պետք է օժտված  լինի  հաճախությունների  բացթողման  լայն շերտով:

Սակայն նույնիսկ լայն թողանցման շերտով ուժեղարարներն ունեն սահմանային ցածր և բարձր հաճախություններ, հետևաբար իմպուլսային ազդանշանի  ուժեղացումը կիրականացվի որոշակի աղավաղումներով: Իմպուլսային ազդանշանի ուժեղարարում օգտագործվում են ցածր և բարձր հաճախական ճշգրտումով  RC կապով կասկադներ:

Նկ.3.90-ում բերված են ուժեղարարի մուտքային և ելքային ազդանշանների տեսքերը: Մուտքային ազդանշանի ճակատները բարձր  հաճախական բաղադրիչներ են և ուժեղանալիս աղավաղվում են: Այդ աղավաղվումների շնորհիվ ելքային ազդանշանի ճակատներն ուղղանկյուն չեն: Ելքային իմպուլսի ճակատների տևողությունը որոշվում է իմպուսի ամպլիտուդի (U_եm) արժեքի 0.1U_եm  և 0.9U_եm  մակարդակներով:

Նկ.3.90-ում ելքային իմպուլսի առաջնային ճակատի տևողությունը նշանակված է t_ճ , իսկ հետին ճակատի (անկման) տևողությունը` t_ա: Ելքային իմպուլսի գագաթի անկումը (∆U_ե)  պայմանավորված է ուժեղարարի սահմանային ցածր հաճախությամբ:

Գտնենք կապը իմպուլսի գագաթի անկման և սահմանային ցածր հաճախության միջև: Իմպուլսի գագաթի անկումը կատարվում է էքսպոնենտի օրենքով

Գագաթի անկման հարաբերական արժեքը կլինի

Գործնական խնդիրներում t_ի << τ_ց , հետևաբար կարող ենք գրել τ_ց  = t_ի / τ

Տեղադրելով τ_ց-ի արժեքը ցածր հաճախությունների տիրույթում հաճախական աղավաղման գործակցի մեջ կստանանք`

Սահմանային հաճախության դեպքում Mց = Mսց =: Հավասարեցնելով Mց գործակիցը  -ի, կստանանք`

Ըստ վերջին արտահայտության սահմանային ցածր հաճախական և իմպուլսի տևողության կապը որոշվում է հետևյալ հավասարումով 

Վերջին հավասարումը ցույց է տալիս, որ իմպուլսի գագաթի փոքր անկում ստանալու համար անհրաժեշտ է փոքրացնել ուժեղարարի ցածր սահմանային հաճախությունը:        

Նշենք, որ իմպուլսի գագաթի անկում առաջացնում է նաև C_է կոնդենսատորը: Այդ ազդեցությունը թուլացնելու նպատակով C_է-ի ունակությունը հաշվում են ω_սցC_էR_է > 20 պայմանից:

Այժմ դիտարկենք կապը իմպուլսի ճակատների և ուժեղարարի սահմանային բարձր հաճախության միջև: Իմպուլսի ճակատները փոփոխվում են էքսպոնենտի օրենքով` 

Առաջնային ճակատի տևողությունը որոշվում է U_ե = 0.1U_եm   և U_ե = =0.9U_եm մակարդակներով: Տեղադրելով այդ արժեքները U_ե-ի հավասարման մեջ` կստանանք

Բաժանելով վերջին հավասարումները իրար վրա ստացվում է`

որտեղից կարող ենք գրել t_ճ =– t₂ - t₁ = τբճ ln9 ≈ 2.2 τբճ: Վերջին հավասարումից կստանանք`

Նույն դատողություններով հետին ճակատի տևողության համար ստացվում է հետևյալ արտահայտությունը` tա ≈ 2.2 τբա:

Մեծ մասամբ τ_բճ = τ_բա  և այդ դեպքում  t_ճ = tա  :

Տեղադրելով τ_բճ-ի արտահայտությունը բարձր հաճախությունների տիրույթում հաճախական աղավաղման  գործակցի հավասարման մեջ `

Սահմանային բարձր հաճախության դեպքում `   

 Հաշվի առնելով այդ պայմանը` որոշում ենք ω<sub>սբ</sub> -ի և  t<sub>ա</sub> -ի կապը`

Վերջին հավասարումից եզրակացնում ենք, որ  ելքային  իմպուլսի ճակատների փոքրացման համար պետք է մեծացնել ուժեղարարի բարձր սահմանային հաճախությունը:

>>

Ստուգողական հարցեր

1. Թվարկել հաստատուն հոսանքի ուժեղարարների առանձնահատկությունները:

2. Ի՞նչ է զրոյի դրեյֆը և ի՞նչու փոփոխական հոսանքի ուժեղարարներում այն բացակայում է:

3. Զրոյի դրեյֆի փոքրացման ի՞նչ եղանակներ գիտեք:

4. Բացատրել երկբևեռ տրանզիստորներով դիֆերենցիալ կասկադի աշխատանքը:

5. Գծել դաշտային տրամզիստորով դիֆերենցիալ կասկադի սխեման, և բացատրել աշխատանքը:

6. Ի՞նչ նպատակով են կիրառվում ՄԴՄ ուժեղարարները:

7. Անալոգային միկրոսխեմաներում օգտագործվող հաստատուն հոսանքի ի՞նչպիսի աղբյուրներ գիտեք:   

8. Անալոգային միկրոսխեմաներում օգտագործվող լարման ի՞նչպիսի աղբյուրներ գիտեք:

9. Որ՞ն է բաղադրյալ տրանզիստորի կիրառման նպատակը:

10. Ի՞նչի է հավասար բաղադրյալ տրանզիստորի ուժեղացման գործակիցը ընդհանուր էմիտերով միացման սխեմայում:

11.Ի՞նչ նպատակով են ուժեղարարներում կիրառում դինամիկ բեռ:

12. Ի՞նչ առավելություններ ունեն ինտեգրալ գործառական ուժեղարարները (ԻԳՈՒ)  դիսկրետ տարրերով կառուցված ուժեղարարների նկատմամաբ:

13. Թվարկել ԻԳՈՒ-ների պարամետրերը և բնութագծերը:

14. Ի՞նչ կասկադներից է բաղկացած ԻԳՈՒ-ի սխեման:

15. Բացատրել ԻԳՈՒ-ներով կառուցված ընտրողական RC ուժեղարարների ընտրողական հատկության ապահովման սկզբունքը:

16. Ի՞նչ եղանակներով են իրականացվում ցածր հաճախական ճշգրտումները

17. ի՞նչ եղանակներով են իրականացվում բարձր հաճախական ճշգրտումները

18. Որո՞նք են ուժեղարարում իմպուլսային ազդանշանի աղավաղման պատճառները:  

19. Ի՞նչ եղանակներով են ուժեղարարում  նվազեցվում  իմպուլսի առաջին ճակատի աղավաղումները:

20. Ի՞նչ եղանակներով են ուժեղարարում  նվազեցվում  իմպուլսի հետին ճակատի աղավաղումները:

>>

ԳԼՈՒԽ 4. ԳՈՐԾԱՌՈՒԹԱՅԻՆ ՇՂԹԱՆԵՐ

Էլեկտրոնային շղթաների մի զգալի մասն օգտագործվում է ազդանշանների այնպիսի պարզ ձևափոխությունների համար, ինչպիսիք են ուժեղացումը, գումարումը, ինտեգրումը, դիֆերենցումը, լոգարիթմումը, անտիլոգարիթմումը, բազմապատկումը,  և այլն: Այդ շղթաները կոչվում են գործառութային շղթաներ: Դիտարկենք դրանց սխեմաները:

4.1 Մասշտաբային  ուժեղարարներ

Մասշտաբային ուժեղարարներն օգտագործվում են մուտքային լարումը որոշակի մասշտաբով (ուժեղացման գործակցով) ելքին հաղորդելու համար: Դրանք կառուցվում են ինտեգրալ գործառական ուժեղարարներում (ԻԳՈՒ) բացասական հետադարձ  կապի կիրառման միջոցով:

Մուտքային ուժեղացվող ազդանշանի աղբյուրը կարող է միացվել ԻԳՈՒ-ի ինչպես չշրջող, այնպես էլ շրջող մուտքային ելուստների և սխեմայի ընդհանուր ելուստի (հողի) միջև: Առաջին դեպքում ուժեղարարը կոչվում է չշրջող, երկրորդ դեպքում՝ շրջող:

>>

4.1.1. Չշրջող  մասշտաբային  ուժեղարար

Չշրջող մասշտաբային ուժեղարարի սխեման բերված է նկ.4.1,ա - ում: ԻԳՈՒ-ի ելքային լարումը R1, R2 ռեզիստորներով կառուցված լարման բաժանիչի միջոցով տրվում է շրջող ելուստին, ստեղծելով ըստ լարման հաջորդական բացասական հետադարձ կապ:

Հաշվի առնելով, որ ԻԳՈՒ-ի մուտքային դիմադրությունը շատ մեծ է,  մուտքային I հոսանքով կարող ենք անտեսել, և հետադարձ կապի շըղթայի փոխանցման գործակիցը կորոշվի հետևյալ հավասարումով՝ 

Մուտքային U_մ լարումը տրվում է ուժեղարարի չշրջող ելուստին R3=R1| |R2 դիմադրության միջոցով: R3-ը միացվում է ԻԳՈՒ-ի մուտքային դիֆերենցիալ կասկադի տրանզիստորների շեղման շղթայի համաչափությունը պահպանելու նպատակով:

Մասշտաբային ուժեղարարի ուժեղացման  Ku1 գործակիցը, մուտքային R_մ1 և ելքային R_ե1 դիմադրությունները  որոշենք` օգտվելով հաջորդական բացասական հետադարձ կապով ուժեղարարի պարամետրերի հավասարումներից՝

որտեղ Ku-ն ԻԳՈՒ- ի ուժեղացման գործակիցն է:

Գործնական սխեմաներում առկա է (R1+R2)<<KuR1 պայմանը: Անտեսելով (R1+R2) մեծությունը KuR1-ի նկատմամբ՝ ուժեղացման գործակցի համար կստանանք՝

Վերջին արտահայտությունը ցույց է տալիս, որ չշրջող մասշտաբային ուժեղարարի ուժեղացման գործակիցը որոշվում է R1, R2 դիմադրությունների արժեքներով: Հաշվարկների ժամանակ ուժեղացման գործակցի մեծությունը սովորաբար տրվում է և դիմադրություններից մեկն ընտրվում է, մյուսը հաշվվում (4.1) հավասարումից:

Դիտարկված ուժեղարարը կոչվում է չշրջող, քանի որ ուժեղացման գործակիցը դրական մեծություն է: Դա նշանակում է, որ մուտքային և ելքային լարումները փուլով համընկնում են:  

 Ուժեղարարի R_մ1 մուտքային դիմադրությունը կլինի`

որտեղ R_մ-ն ԻԳՈՒ-ի մուտքային դիմադրությունն է:

(4.2) արտահայտությունից երևում է, որ R1,R2 դիմադրությունների հաշվարկով ստացված  Ku1- ի դեպքում, հնարավոր չէ ապահովել պահանջվող R_մ1-ը, քանի որ ԻԳՈՒ-ի R_մ և Ku պարամետրերն ունեն որոշակի արժեքներ: Պահանջվող մուտքային R_մ1 - ն ապահովելու նպատակով ԻԳՈՒ-ի չշրժող մուտքում միացնում են լրացուցիչ R3 դիմադրությունը (միացված է կետագծերով): Այդ դեպքում մուտքային դիմադրությունը կլինի`

Վերջին արտահայտությունից կստանանք`

R3-ի  միացումը փոխում է հաշվարկային  Ku1-ի արժեքը, սակայն այդ փոփոխությունը շատ փոքր է և կարող է անտեսվել: 

Ուժեղարարի ելքային դիմադրությունը որոշվում է հետևյալ հավասարումով`

որտեղ R_ե -ն ԻԳՈՒ-ի ելքային դիմադրությունն է:

ԻԳՈՒ - ների կիրառությունը փոփոխական հոսանքի շղթաներում  զգալի չափով պարզեցնում է վերջիններիս սխեմատեխնիկան: ԻԳՈՒ - ներով փոփոխական հոսանքի ուժեղարարները դիտարկվում են 3.12 բաժնում: 

>>

4.1.2. Լարման  կրկնիչ

Լարման կրկնիչը 100% բացասական հետադարձ կապով  չշրջող մասշտաբային ուժեղարար է Լարման կրկնիչի սխեման բերված է նկ.4.1,բ-ում: Այստեղ ուժեղարարի ելքային ազդանշանը R ռեզիստորի միջոցով լրիվ կիրառվում է շրջող մուտքին: Հաշվի առնելով այն,  որ ԻԳՈՒ-ի ուժեղացման Ku գործակիցը շատ մեծ է մեկից,  լարման կրկնիչի ուժեղացման գործակցի համար կստանանք հետևյալ արտահայտությունը՝

Լարման կրկնիչը օժտված է էմիտերային կրկնիչի հատկանիշներով` մուտքային դիմադրությունը շատ մեծ է, ելքային դիմադրությամբ շատ փոքր: Իրոք, տեղադրելով (4.2) և (4.5) արտահայտություններում   կստանանք`

Լարման կրկնիչներն օգտագործվում են մեծ ելքային դիմադրությամբ սարքի ելքային դիմադրությունը փոքր մուտքային դիմադրությամբ բեռի հետ համաձայնեցնելու նպատակով, ինչը բերում է առաջինից երկրորդին առավելագույն հզորության փոխանցման:

>>

4.1.3. Շրջող մասշտաբային ուժեղարար

Չշրջող մասշտաբային ուժեղարարի սխեմայում մուտքային և հետադարձ կապի ազդանշանները միացված են ԻԳՈՒ-ի տարբեր մուտքերում:  Շրջող մասշտաբային ուժեղարարի սխեմայում  (նկ.4.2,ա) դրանք միացված են նույն շրջող մուտքին: Արդյունքում հաջորական հետադարձ կապը կերպափոխվում է զուգահեռի:  Չշրջող մուտքային ելուստը հողանցված է: R3-ը միացվում է` ԻԳՈՒ-ի մուտքային կասկադի համաչափությունը ապահովելու նպատակով:

Ուժեղացման գործակցի որոշման նպատակով գրենք Կիրխհոֆի առաջին օրենքը շրջող մուտքի համար: Այն կարտահայտվի հետևյալ հավասարումով՝

ԻԳՈՒ-ի մուտքային դիմադրությունը շատ մեծ է, հետևաբար, դրա մուտքային I հոսանքը` շատ փոքր: Անտեսելով I հոսանքը՝ կարող ենք գրել՝ I₁=I₂: Նկ.4.2,ա.-ից I₁, I₂ հոսանքները կորոշվեն հետևյալ հավասարումներով՝

ԻԳՈՒ-ի ուժեղացման գործակիցը նույնպես շատ մեծ է, հետևաբար դրա մուտքային U լարումը շատ փոքր է (օրինակ, երբ Ku=10⁴, և U_ե=10Վ, ունենք U=1մՎ) և այդ փոքր մեծությունը կարող ենք անտեսել: Այդ դեպքում կարող ենք գրել՝

Այսպիսով` (4.10) հավասարումից կարելի է եզրակացնել, որ շրջող  մասշտաբային  ուժեղարարի  ուժեղացման  գործակիցը որոշվում է R1, R2 դիմադրությունների հարաբերութամբ: Հավասարման մեջ բացասական նշանը ցույց է տալիս, որ ուժեղարարի մուտքային և ելքային լարումները հակափուլ են: Վերջին հանգամանքով էլ պայմանավորված է շրջող անվանումը: Մասնավոր դեպքում, երբ R1 = R2, U_ե = - U_մ, և ուժեղարարն աշխատում է շրջող լարման կրկնիչի ռեժիմում:

Ի տարբերություն չշրջող մասշտաբային ուժեղարարի, շրջող ուժեղարարում ուժեղացման գործակիցը կարող նաև փոքր լինել մեկից:

Շրջող ուժեղարարում ունենք զուգահեռ բացասական հետադարձ կապ, որի դեպքում  մուտքային R_մ2 և ելքային R_ե2 դիմադրությունները որոշվում են հետևյալ հավասարումներով`

Վերջին արտահայտություններից բխում է, որ շրջող մասշտաբային ուժեղարարի մուտքային դիմադրությունը որոշվում է շրջող մուտքում միացված դիմադրության արժեքով (R1), իսկ ելքային դիմադրությունը` R2/R1Ku մեծությամբ: Մեծ մուտքային և փոքր ելքային դիմադրություններ ապահովելու նպատակով պետք է ընտրել մեծ R1Ku:

Մասնավոր դեպքում, երբ  

Դիտարկված ԻԳՈՒ-ով մասշտաբային ուժեղարարներում անհրաժեշտ մասշտաբային գործակիցն ապահովվում է ԻԳՈՒ-ի մուտքային և հետադարձ կապի շղթաներում արտաքինից ռեզիստորների միացումով:

Արտադրվում են նաև որոշակի մասշտաբային գործակցով ԻԳՈՒ-ներ, որտեղ հետադարձ կապի ռեզիստորը պատրաստված է ԻԳՈՒ-ի բյուրեղում: Օրինակ National Semiconductor ֆիրման արտադրում  է LMV101/02/05/10/11 մակնիշի ԻԳՈՒ-ներ: Դրանք ապահովում են  -1, -2, -5, -10 մասշտաբային գործակիցներ: Սխեման ունի ԻԳՈՒ-ի շրջող մուտքից դուրս բերված ,Մուտք, ելուստ, որը հնարավորություն է տալիս արտաքինից միացվող ռեզիստորներով ապահովել անհրաժեշտ մասշտաբային գործակիցը, իրականացնել լարումների գումարում և այլն:

>>

4.2. Լարումների գումարող և հանող ուժեղարարներ         

Էլեկտրոնային մի շարք շղթաներում ազդանշանների ուժեղացմանը զուգընթաց անհրաժեշտ է իրականացնել դրանց գումարման կամ հանման գործողություն: Այդ նպատակով օգտագործվում են ԻԳՈՒ-ների վրա կառուցված գումարող կամ հանող ուժեղարարներ: Գումարող ուժեղարարի սխեման բերված է նկ.4.2,բ-ում: Այն շրջող մասշտաբային ուժեղարար է« որի շրջող մուտքին  R11, R12 ռեզիստորների միջոցով կիրառվում են մուտքային լարումները: Սխեմայում R3-ի դերը նույնն է, ինչ որ նախորդ ուժեղարարում և ընտրվում է R3=R11IIR12IIR2 պայմանից: Որոշենք ուժեղարարի ելքային լարումը: Համաձայն Կիրխհոֆի առաջին օրենքի` շրջող մուտքի համար կարող ենք գրել՝

Հաշվի առնելով, որ ԻԳՈՒ-ի մուտքային դիմադրությունը և ուժեղացման գործակիցն ունեն շատ մեծ արժեքներ ,    վերջին հավասարումից կստանանք ՝

Այստեղից U_ե - ն  կորոշվի հետևյալ հավասարումով՝              

 (4.13)-ից երևում է, որ ուժեղարարն իրականացնում է մուտքային ուժեղացված ազդանշանների գումարում շրջումով: Նույն եղանակով n թվով մուտքային ազդանշանների դեպքում կստանանք`    

Գումարում առանց շրջման  իրականացնում է նկ.4.3,ա-ում բերված սխեման: Այստեղ մուտքային գումարվող ազդանշանները տրվում են ԻԳՈՒ-ի չշրջող մուտքին: ԻԳՈՒ-ի մուտքային շղթայից կարող ենք գրել՝

U₂-ը որոշվում է վերադրման եղանակով և հավասար է`

Տեղադրելով U₁-ը և U₂-ը  U-ի հավասարման մեջ՝ ելքային լարման համար կստանանք`

Ստացված արտահայտությունից բխում է, որ սխեման իրականացնում է մուտքային լարումների գումարում՝ որոշակի մասշտաբով: Մասնավոր դեպքում, երբ ընտրվում է R11=R12, ելքային լարումը կորոշվի հետևյալ բանաձևով              

Նույն եղանակով n թվով մուտքերի դեպքում կստանանք՝ 

    Այժմ դիտարկենք լարումները հանող ուժեղարարի սխեման (նկ.4.3,բ): Այստեղ ԻԳՈՒ-ի երկու մուտքերին կիրառվում են հանվող լարումները: Օգտվելով նկ.4.3,բ-ից՝ կարող ենք գրել

Վերջին արտահայտությունից ելքային լարման համար կստանանք

Ստացված հավասարումից բխում է« որ դիտարկված սխեման իրականացնում է մուտքային լարումների հանում` որոշակի մասշտաբային գործակիցներով:

>>

4.3. Լարում - հոսանք և հոսանք - լարում կերպափոխիչներ

Մի շարք դեպքերում անհրաժեշտ է բեռով (ինդուկտիվությունով) հոսող հոսանքը կառավարել լարումով: Այդ նպատակով կիրառվում են ԻԳՈՒ -ներով լարում - հոսանք կերպափոխիչներ:

Չհողանցված բեռով լարում - հոսանք կերպափոխիչների սխեմաները շրջող  և չշրջող ուժեղարարներով բերված են նկ.4.4,ա,բ-ում: Անտեսելով ԻԳՈՒ - ի մուտքային հոսանքով և լարումով, բեռերով հոսող հոսանքների համար կստանանք`

Բեռով հոսող հոսանքների արտահայտություններից երևում է, որ դրանք բեռի դիմադրությունից կախված չեն: U_մ մուտքային լարումը R1-ի ընտրումով կարող ենք կերպափոխել հոսանքի: Հողանցված բեռով լարում-հոսանք կերպափոխիչի սխեման պատկերված է նկ.4.5,ա-ում: Եթե սխեմայում ապահովված է R3 / R2 = R4 / R1 պայմանը բեռով հոսանքը կլինի` I_ե= U_մ / R2: R2-ի ընտրումով U_մ-ն կերպափոխվում է ելքային I_ե հոսանքի: Նշված պայմանի դեպքում սխեման շատ մեծ ներքին դիմադրությունով հոսանքի գեներատոր է:

R1, R2 ռեզիստորները ընտրվում են մեծ, որպեսզի դրանցով հոսող հոսանքը լինի փոքր, իսկ R3, R4-ը` փոքր, որպեսզի լարման անկումը դրանց վրա լինի փոքր:

Չհողանցված բեռով հոսանք -լարում կերպափոխիչում մուտքային հոսանքը կերպափոխվում է ելքային լարման (նկ.4.5,բ  ):

Անտեսելով ԻԳՈՒ-ի մուտքային I հոսանքով և Uլարումով (մեծ մուտքային դիմադրության և ուժեղացման գործակցի պատճառով) կարող ենք գրել`

Վերջին արտահայտությունը ցույց է տալիս, որ R2-ի ընտրումով մուտքային հոսանքը կերպափոխվում է անհրաժեշտ մեծության լարման: Սխեմայի մուտքում n թվով մուտքային հոսանքների դեպքում սխեման իրականացնում է դրանց գումարում: Այդ դեպքում     

>>

4.4.  Ինտեգրող շղթաներ

Ինտեգրող շղթաները կիրառվում են  որոշակի  ժամանակահատվածում մուտքային ազդանշանի ինտեգրման համար: Ինտեգրող շղթայի մուտքային և ելքային լարումների  միջև կապը որոշվում է հետևյալ հավասարումով՝

որտեղ k - ն՝  մասշտաբային  գործակից  է, U_ե ( 0 ) - ն՝ ելքային լարման սկզբնական արժեքն է t = 0 պահին:

Ինտեգրող շղթաները բաժանվում են երկու խմբի՝ պասիվ և ակտիվ շղթաներ: Ակտիվ ինտեգրող շղթաները կառուցվում են ինտեգրալ գործառական ուժեղարարների կիրառումով:

>>

4.4.1. Պասիվ ինտեգրող շղթաներ

Պասիվ ինտեգրող շղթաները RC կամ RL շղթաներ են: Ինդուկտիվության մեծ չափսերի, ինչպես նաև ինտեգրալ միկրոսխեմաներում տեխնոլոգիական բարդությունների պատճառով RL շղթաները մեծ կիրառություն չեն գտել: Ինտեգրող RC շղթան բերված է նկ.4.6,ա-ում: 

Այն դեպքում, երբ U_ե(0) = 0, ելքային լարման համար կարող ենք գրել ՝

Եթե   ապա կարող ենք գրել ՝

Վերջին հավասարումը ցույց է տալիս, որ նշված պայմանի դեպքում շղթան աշխատում է մուտքային ազդանշանի ինտեգրման ռեժիմում: Այդ պայմանի բացակայության դեպքում ինտեգրման ճշգրտությունը շատ փոքր է:

Պասիվ ինտեգրող շղթաները հիմնականում կիրառվում են իմպուլսային շղթաներում, որտեղ ազդանշանն ունի ուղղանկյան տեսք (նկ.4.6,բ): Շղթայի աշխատանքը իմպուլսային ազդանշանի դեպքում հետևյալն է: Ժամանակի t₁ պահին մուտքային ազդանշանը գործում է թռիչքաձև: C կոնդենսատորի դիմադրությունը շատ փոքր է R-ի համեմատ, և թռիչքը լրիվ ընկնում է վերջինիս վրա: Կոնդենսատորի  վրա թռիչքը բացակայում է: t₁-ից t₂ ժամանակահատվածում մուտքում գործում է հաստատուն լարում, կոնդենսատորը լիցքավորվում է էքսպոնենտի օրենքով:  Ժամանակի  t₂  պահին նորից մուտքում ունենք թռիչք, որն ընկնում է R-ի վրա, և ելքում այն բացակայում է: Այնուհետև կոնդենսատորը  լիցքաթափվում է:   Նկ.4.6, բ-ից տեսնում ենք, որ ելքային ազդանշանն ուղղանկյուն չէ, հետևաբար, ինտեգրող շղթան աղավաղում է մուտքային իմպուլսի տեսքը:

Տեսական ինտեգրման դեպքում t₁-ից t₂ ժամանակահատվածում, երբ մուտքում ունենք հաստատուն լարում, ելքային լարումը պետք է փոփոխվի գծային օրենքով (U_ե = U_մ t / RC), սակայն իրականում այն փոփոխվում է էքսպոնենտի օրենքով և բնորոշվում է հետևյալ հավասարմամբ՝

Օգտագործելով Մակլերոնի շարքը,  կարող ենք գրել հետևյալ տեսքով՝   

Սահմանափակվելով շարքի առաջին երեք անդամներով՝ (4.18)-ից ելքային լարման համար կստանանք հետևյալ արտահայտությունը՝

Վերջին հավասարման աջ մասում առաջին անդամը ներկայացնում է տեսական ինտեգրման արդյունքը: Երկրորդ անդամն ինտեգրման սխալն է: Ինտգրման սխալն ունի առավելագույն արժեք t = tի դեպքում  և որոշվում է հետևյալ հավասարումով ՝

Ինտեգրման առավելագույն հարաբերական սխալը կլինի՝

Հաշվարկների ժամանակ տրվում են , U_մ, tի մեծությունները: Օգտվելով (4.21) հավասարումից՝ որոշում են τ-ն, իսկ RC տարրերից մեկն ընտրում են, մյուսը՝ հաշվում:

Պասիվ ինտեգրող շղթաները կիրառվում են միայն ոչ  մեծ ճըշգրտությամբ ինտեգրման նպատակով: Իրոք, ենթադրենք անհրաժեշտ է, որ t = tի դեպքում ինտեգրման սխալը չգերազանցի 1%: Տեղադրելով (4.21) հավասարման մեջ = 0.01՝ կստանանք τ = 50tի: τ-ի այդ արժեքի դեպքում, համաձայն (4.19)-ի ելքային լարումը 50 անգամ փոքր է մուտքային լարումից« որը տնտեսապես շահավետ չէ:

>>

4.4.2. Ակտիվ ինտեգրող շղթաներ

Մեծ ճշգրտությամբ ինտեգրման համար օգտագործվում են ակտիվ ինտեգրող շղթաներ` կառուցված ինտեգրալ գործառական ուժեղարարների վրա:

Դիտարկենք պարզագույն ակտիվ ինտեգրող շղթայի սխեման (նկ.4.7,ա): ԻԳՈՒ-ի բացասական հետադարձ կապի շղթայում միացված է C կոնդենսատորը,  իսկ շրջող մուտքին՝ R ռեզիստորը: 

Հաշվի առնելով, որ ԻԳՈՒ-ն ունի շատ մեծ մուտքային դիմադրություն և ուժեղացման Ku գործակից` կարող ենք անտեսել U և i մեծությունները և գրել՝

Ելքային լարման հավասարումից եզրակացնում ենք, որ դիտարկված ակտիվ շղթան ինտեգրող է: Այդ հավասարումը ստացվել է մուտքային և ելքային լարումների միջև առանց որևէ պայմանի ընդունման, և դրանք կարող են փոփոխվել միևնույն միջակայքում: Դա նշանակում է  ինտեգրման ճշգրտությունը կախված չէ մուտքային լարման արժեքից:

Ինտեգրման սխալի առաջացման պատճառ կարող է հանդիսանալ ԻԳՈՒ-ի ելքում լարման առկայությունը,  մուտքում՝  լարման բացակայության դեպքում: Սակայն շեղման լարման կիրառումը վերացնում է այդ սխալը: Սխալի մեկ այլ աղբյուր է մուտքային հոսանքների տարբերությունը: Վերջինիս ազդեցությունը վերացնելու նպատակով ԻԳՈՒ-ի չըշրջող մուտքում միացվում է R1 ռեզիստորը: ԻԳՈՒ-ի մուտքային հոսանքները R և R1 ռեզիստորների վրա առաջացնում են I_մ1R և I_մ2R1 լարման անկումներ, որոնց U տարբերությունը գործում է դիֆերենցիալ մուտքում: Այդ հոսանքների տարբերության ազդեցությունը վերացնելու համար R1-ը ընտրվում է հետևյալ պայմանից՝

Ինտեգրման սխալի առաջացման պատճառ է նաև ԻԳՈՒ-ի ուժեղացման գործակցի սահմանափակ լինելը (ելքային լարման արտահայտությունը ստացել ենք՝  ենթադրելով, որ ուժեղարարի ուժեղացման գործակիցն անսահման մեծ է):

Գնահատենք ԻԳՈՒ-ի վերջավոր ուժեղացման գործակցի ազդեցությունն ինտեգրման սխալի վրա: Դիտարկված սխեմայում C-ի միջոցով օգտագործված է ըստ լարման զուգահեռ հետադարձ կապ, որի դեպքում ուժեղացման գործակիցը որոշվում է հետևյալ հավասարումով [2]`

որտեղ τ_ա = KuRC: Այդ հավասարումը ցույց է տալիս« որ ակտիվ ինտեգրող շղթան նույնպես իներցիոն շղթա է, բայց ի տարբերություն պասիվ իներցիոն շղթայի՝ օժտված է Ku անգամ մեծ ժամանակի հաստատունով, հետևաբար ինտեգրման սխալի առավելագույն արժեքը ակտիվ ինտեգրող շղթայում նույնքան անգամ փոքր է: Իրոք, փոխարինելով արտահայտության մեջ կստանանք՝

Ինտեգրման սխալի աղբյուր է նաև ԻԳՈՒ-ի հաճախությունների թողանցման շերտի վերջավոր մեծությունը: Վերջինիս պատճառով իմպուլսային մուտքային լարման դեպքում ելքային լարումը փոփոխվում է որոշակի հապաղումով: Այդ սխալը փոքրացնելու նպատակով պետք է   օգտագործել առավելագույն   բացթողնման շերտով ԻԳՈՒ կամ իրականացնել հաճախական բնութագծի արտաքին ճշգրտում: Արտաքին ճշգրտումը կատարվում է սխեմայում C1 կոնդենսատորի միացումով (նկ.4.7,բ): C1-ընտրվում է հավասար 4C-ի:

Ինտեգրման լրացուցիչ սխալ կարող են առաջացնել C կոնդենսատորի կորստյան հոսանքները: Համեմատաբար ավելի փոքր կորստյան հոսանքներ ունեն կերամիկական կոնդենսատորները, և անհրաժեշտ է ինտեգրատորներում օգտագործել այդ տեսակի կոնդենսատորներ:

Որոշ դեպքերում ինտեգող շղթայի սկզբնական լարումը պետք է ունենա զրոյից տարբեր որոշակի մեծություն: Նման դեպքերում օգտագործվում է նկ. 4.8,ա-ում պատկերված սխեման: Սխեմայում S1, S2 -ը բանալիներ են: S1-ի միացված, S2-ի անջատված վիճակում ԻԳՈՒ-ն աշխատում է զրոյական սկզբնական լարումով ինտեգրող շղթայի ռեժիմում: Սկզբնական լարման ապահովման համար S1-ը անջատվում է, S2-ը` միացվում: Սխեմայի մուտքում գործում է U_մ2 հաստատուն լարումը, և τ = R2∙C ժամանակի հաստատունով անցողիկ պրոցեսից հետո ելքում հաստատվում է հաստատուն U_ե0 = - ( R2 / R1) U_մ2 լարումը:          

Այնուհետև S1-ը միացնելուց և S2-ը անջատելուց հետո սխեման սկսում է ինտեգրել մուտքային U_մ1(t) լարումը τ = R∙C ժամանակի հաստատունով սկսելով U_ե0 արժեքից: Burr-Brown ֆիրմայի կողմից արտադրվում ASF2101 մակնիշի երկուղի ինտեգրատոր` բաղկացած երկու ԻԳՈՒ-ներից, երկու բանալիներից և երկու կոնդենսատորներից:   

Որոշ սխեմաներում կիրառվում են ինտեգրատոր - գումարիչներ, որոնք կատարում են մի քանի տարբեր ազդանշանների աղբյուրներից եկող ազդանշանների ինտեգրում (նկ.4.7,բ): Ինտեգրատոր-գումարիչի ելքային լարումը որոշվում է հետևյալ արտահայտությամբ`

Ինտեգրման ժամանակի հաստատունները կարող են լինել ինչպես հավասար, այնպես էլ տարբեր (ընտրվում են R1-ի և R2-ի արժեքներով):

>>

4.5. Դիֆերենցող շղթաներ

Դիֆերենցող շղթաների մուտքային և ելքային լարումների միջև կապը որոշվում է հետևյալ արտահայտությամբ՝

որտեղ K - ն մասշտաբային գործակից է:

Դիֆերենցող շղթաները բաժանվում են երկու խմբի՝ պասիվ և ակտիվ:

>>

4.5.1. Պասիվ դիֆերենցող շղթաներ

Պասիվ դիֆերենցող շղթաները նույնպես RC կամ LC շղթաներ են: Նկ.4.9-ում բերված է պասիվ դիֆերենցող RC շղթան: Այդ շղթայում լարումների միջև կապը որոշվում է հետևյալ հավասարումով՝

Ստացված արտահայտությունից բխում է« որ dU_ե(t)/dt << dU_մ(t)/dt պայմանի դեպքում ելքային լարումը ընդունում է հետևյալ տեսքը`

Վերջին արտահայտությունը ցույց է տալիս, որ վերոհիշյալ պայմանի դեպքում սխեման դիֆերենցող շղթա է:

Դիֆերենցման սխալը որոշվում է dU_ե(t)/dt մեծությամբ: Այն գնահատելու համար դիֆերենցենք վերջին հավասարումը՝

 Տեղադրելով այն (4.24) հավասարման մեջ` կստանանք հետևյալ արտահայտությունը՝

Վերջին երկու հավասարումների համեմատությունը ցույց է տալիս, որ դիֆերենցման սխալը փոքր է հետևյալ պայմանի դեպքում ՝       

Իսկ այդ պայմանը ցույց է տալիս« որ սխալը փոքրացնելու համար պետք է փոքրացնել   ժամանակի հաստատունը: Սակայն τ-ի փոքրացումը բերում է ելքային լարման նվազեցման, ինչը սահմանափակում է սխալի մեծության նվազագույն արժեքը: Ակնհայտ է« որ դիֆերենցման սխալը մեծ է մուտքային լարման արագ փոփոխությունների տիրույթում և փոքր է փոփոխման հաստատուն արագության դեպքում:   

Սինուսոիդային մուտքային լարման դեպքում պետք է ապահովել պայմանը, հաշվի  առնելով  սակայն,  որ  սխալի փոքրացմանը  զուգընթաց փոքրանում է նաև ելքային լարումը:

Իմպուլսային սարքերում մուտքային լարումն ունի ուղղանկյան տեսք (նկ.4.8): Ժամանակի t₁ և t₂ պահերին մուտքային լարումը փոփոխվում է թռիչքաձև և,  եթե X _C << R, այդ թռիչքը փոխանցվում է ելք: t₁-ից t₂ ժամանակահատվածում մուտքում լարումը հաստատուն է, և C-ի վրա լարումն աճում է էքսպոնենտի օրենքով: Ելքային լարումը նվազում է հակառակ օրենքով: Անսխալ դիֆերենցման դեպքում t₁ և t₂ պահերին ելքային լարումը պետք է ունենա անվերջ մեծություն, իսկ t₁-ից t₂ ժամանակահատվածում՝ զրո արժեք: Սակայն, ինչպես երևում է նկ.4.8,բ-ից, այդ արժեքները տարբերվում են տեսական արժեքներից, հետևաբար դիֆերենցումն իրականացվում է որոշակի սխալով: Ճշգրիտ դիֆերենցման համար պայմանը պետք է բավարարվի բոլոր հաճախությունների համար: Իմպուլսային ազդանշանի հաճախական տարրապատկերը սահմանափակվում է   բարձր հաճախությամբ և, եթե այդ պայմանը բավարարվում է   արժեքի դեպքում, այն կբավարարվի հաճախությունների դեպքում: Գործնական հաշվարկների ժամանակ դիֆերենցման բավարար ճշգրտություն և ելքային լարման ամպլիտուդ ապահովելու նպատակով օգտվում են պայմանից:

Դիֆերենցող շղթայի ելքային լարման նկ.4.8-ում բերված տեսքն ապահովվում է իդեալական պայմանների դեպքում, երբ մուտքային լարման աղբյուրի ներքին դիմադրությունը և ճակատների տևողությունները զրո են, և բացակայում են պարազիտային ունակությունները:

Իրականում այդ գործոններն առկա են, և ելքային լարման տեսքը փոխվում է: Ներքին դիմադրության ոչ զրոյական արժեքի պատճառով փոքրանում է ելքային իմպուլսի ամպլիտուդը և մեծանում տևողությունը: Մուտքային լարման ճակատների վերջավոր տևողության պատճառով ելքային լարման ճակատների տևողությունները մեծանում են, իսկ ամպլիտուդը նվազում է: Ճակատների տևողության ազդեցությունը կարելի է անտեսել, եթե ժամանակի հաստատունը ընտրված է t_մճ < 0.2RC պայմանից: Պարազիտային ունակությունները մեծացնում են ելքային իմպուլսների տևողությունը: Այդ ազդեցությունը վերանում է` C-ն ընտրելով 5 անգամ մեծ պարազիտային ունակություններից:

>>

4.5.2. Ակտիվ դիֆերենցող շղթաներ       

Պասիվ դիֆերենցող շղթաների թերությունները մասամբ վերացված են ակտիվ դիֆերենցող շղթաներում: Վերջիններում օգտագործվում են ԻԳՈՒ - ներ (նկ.4.10):

Ակտիվ դիֆերենցող շղթան տարբերվում է ինտեգրող շղթայից միայն նրանով, որ կոնդենսատորը միացված է ԻԳՈՒ-ի մուտքային, իսկ ռեզիստորը՝ ելքային շղթաներին:

 Որոշենք ելքային և մուտքային լարումների կապը: Հաշվի առնելով, որ ԻԳՈՒ-ի մուտքային դիմադրությունը և ուժեղացման գործակիցը շատ մեծ են, i հոսանքը և U₁(t) լարումը կարող ենք անտեսել: Այդ դեպքում կարող ենք գրել հետևյալ արտահայտությունները՝

Վերջին հավասարումը ցույց է տալիս, որ շղթան դիֆերենցող է: Դիֆերենցման սխալը պայմանավորված է ԻԳՈՒ-ի ուժեղացման գործակցի և մուտքային դիմադրության վերջավոր մեծություններով:

Դիտարկված սխեման (նկ.4.10,ա) գործնական մեծ կիրառություն չունի, քանի որ բարձր հաճախությունների տիրույթում փուլային շեղումների մեծացման պատճառով առաջանում է ինքնագրգռում: Այդ թերությունը մասամբ վերացված է նկ. 4.10,բ-ում բերված սխեմայում, որտեղ C-ին հաջորդաբար միացված է R1-ը: Վերջինս ընտրվում է այնպես, որ բարձր հաճախությունների տիրույթում U_C1 << U_R1, և սխեման աշխատում է շրջող մասշտաբային ուժեղարարի ռեժիմում, հետևաբար ինքնագրգռումը բացակայում է:

>>

4.6. Դիմադրությունների ինվերտորներ

Որոշ դեպքերում անհրաժեշտ է օգտագործել բացասական դիմադրություն, օրինակ, տատանողական կոնտուրում կորուստների նվազեցման և լավորակության բարձրացման նպատակով: Սովորական երկբևեռներում լարման և հոսանքի ուղղությունները համընկնում են, հետևաբար երկբևեռի R = U/ I դիմադրությունը դրական մեծություն է: Իսկ եթե երկբևեռին կիրառված լարման և դրանով հոսանքի ուղղությունները չեն համընկնում, R=U/I դիմադրությունը բացասական մեծություն է: Այդ դեպքում ասում են երկբևեռն օժտված է բացասական դիմադրությամբ: Ֆիզիկորեն դա նշանակում է որ այդ երկբևեռը էներգիան չի ցրում, այլ տալիս է արտաքին շղթային: Այդ պատճառով  բացասական դիմադրություն կարող է իրականացվել միայն ակտիվ շղթաների միջոցով, որոնք կոչվում են դիմադրության ինվերտորներ: ԻԳՈՒ-ով դիմադրության ինվերտորի սխեման պատկերված է նկ.4.11 ,ա-ում:

Որոշենք I₁ և I₂ հոսանքները: Նկ.4.11, ա-ից կարող ենք գրել`

ԻԳՈՒ- ի մուտքում լարումը հավասար է U = U₁ - U₂ = 0, հետևաբար U₁ = U₂ և I₂ = (U_ե - U₂) / R = (U_ե - U₁) / R = - I₁:  

Հաշվի առնելով, որ սխեմայի մուտքային դիմադրությունը որոշվում է R_մ = U₁/ I₁ հավասարումով, իսկ R2 =U₂ / I_{2 ,}  կստանանք ` R1= - R2: Դա նշանակում է, որ դիտարկված սխեմայի մուտքային դիմադրությունը բացասական է, և այն կարող է օգտագործվել որպես դիմադրության ինվերտոր: Անհրաժեշտ դիմադրությունն ապահովվում է սխեմայի շրջող մուտքում նույն  դիմադրությամբ ռեզիստորի միացումով:

Հարկ է նշել, որ սխեմայում դրական հետադարձ կապի առկայությունը (R-ով ելքից չշրջող մուտք) կարող է հանգեցնել սխեմայի անկայունության: Դրանից խուսափելու համար պետք է որ դրական հետադարձ կապի խորությունը լինի ավելի փոքր բացասական հետադարձ կապի խորությունից: Դիտարկված սխեմայի համար մուտքային ազդանշանի աղբյուրի ելքային R1 դիմադրությունը պետք է փոքր լինի R2-ից:

Դիմադրության ինվերտորի կիրառման օրինակ է չշրջող ինտեգրատորի սխեման, որը բերված է նկ.4.11, բ-ում: Սխեմայում դիմադրության ինվերտորի մուտքային ազդանշանի աղբյուրը ինտեգրող RC շղթան է, որի համար բեռ հանդիսանում է - R բացասական դիմադրությունը: Փոխարինելով ինվերտորը դիմադրությունով կսատանանք չշրջող ինտեգրատորի փոխարինման սխեման նկ. 4.11, գ-ում պատկերված տեսքով:

Օգտվելով նկ.4.11,գ - ից սխեմայի փոխանցման ֆունկցիայի համար պարզ ձևափոխությունից հետո կստանանք`

Ստացված արտահայտությունը ցույց է տալիս, որ սխեման չշրումով ինտեգրատոր է: Հաշվի առնելով, որ ԻԳՈՒ-ն աշխատում է չշրջող մասշտաբային ուժեղարարի ռեժիմում, որի ուժեղացման գործակիցը 2 է , չշրջող ինտեգրատորի փոխանցման ֆունկցիան կընդունի հետևյալ տեսքը`   

>>

4.7.  Գիրատորներ

Գիրատորը քառաբևեռ է, որի Z_մ լրիվ մուտքային դիմադրությունը որոշվում է բեռի Z_բ լրիվ դիմադրության հակադարձ ֆունկցիայով, այսինքն ապահովված է Z_մ Z_բ = k², որտեղ k-ն որոշակի հաստատուն է: Մասնավոր դեպքում գիրատորը կարող է ինդուկտիվ դիմադրությունը կերպափոխել ունակային դիմադրության և հակառակը:

Էլեկրոնային որոշ սխեմաներում օգտագործվում են մի քանի հարյուր հենրի մեծության ինդուկտիվ դիմադրություններ, որոնք շատ մեծ գաբարիտներով և թանկ սարքավորումներ են: Դրանց գաբարիտների փոքրացման և ինքնարժեքի իջեցման նպատակով կարող են օգտագործվել ինդուկտիվության գիրատորներ: Իդեալական գիրատորի հավասարումները Y պարամետրերի համակարգում ունեն հետևյալ տեսքը`

Հավասարումներից բխում է, որ գիրատորի մուտքային հոսանքը համեմատական է իր ելքային լարմանը և հակառակը:

Գիրատոր կարող կառուցվել երկու դիմադրությունների ինվերտորներով (Նկ. 4.12,բ ): Դրանում  համոզվելու  համար  դրանց  մուտքային շղթաների համար գրենք Կիրխհոֆի առաջին օրենքը (ընդունում ենք, որ ԻԳՈւ-ները իդեալական են )

Հավասարումներից դուրս մղելով U₃ և U₄ -ը` կստանանք`

Ստացված արդյունքները համապատասխանում են քառաբևեռ-գիրատորի ( 4.31) ,( 4.32) հավասարումներին:

Դիտարկենք գիրատորի կիրառման մի քանի օրինակներ:

Միացնենք  գիրատորի  սխեմայում  R2  ռեզիստորը  (նկ.4.13): Այդ դեպքում I₂  = U₂ / R2 : Տեղադրելով այն (4.33)-ում`  կստանանք հետևյալ արտահայտությունները`

Վերջին արտահայտությունից բխում է, որ գիրատորի ձախ մուտքային դիմադրությունը հավասար է

Այսպիսով կարող ենք եզրակացնել, որ գիրատորի մուտքային դիմադրությունը հակառակ համեմատական է բեռի դիմադրությանը: Տվյալ դեպքում k² = R² : Այդ եզրակացությունը ճիշտ է նաև մուտքային և ելքային լրիվ (կոմպլեքս) դիմադրությունների դեպքում`

 ( 4.35) - ը ցույց է տալիս, որ գիրատորի ելքում միացնելով կոնդենսատոր C2, մուտքում կստանանք `

որը ոչ այլ ինչ է, եթե ոչ լրիվ ինդուկտիվ դիմադրություն

Ստացվեց շատ կարևոր հատկություն` միացնելով գիրատորի ելքում բարձորակ կոնդենսատոր, գիրատորի մուտքը կարող է օգտագործվել որպես ինդուկտիվություն: Ընտրելով R-ը` կարող ենք շատ փոքր ունակությամբ ստանալ շատ մեծ ինդուկտիվություն: Օրինակ, ընտրելով C2 =1մկՖ և R = 10կՕմ, համարժեք ինդուկտիվությունը կլինի 100Հն: Միացնելով գիրատորի մուտքում բարձորակ կոնդենսատոր` կարելի է ստանալ բարձր որակի տատանողական կոնտուր: Եթե ստացված ինդուկտիվությամբ անհրաժեշտ է ապահովել մեծ հոսանք, առաջին ԻԳՈՒ-ն ընտրվում է հզոր, իսկ երկու մուտքային ռեզիստորները` փոքր իրար հավասար դիմադրություններով:

Դիտարկված գիրատորի ,դասական , սխեմայում անհրաժեշտ է միացնել յոթ մեծ ճշգրտությամբ ընտրված ռեզիստորներ: Նկ.4.13-ում պատկերված են գիրատորների սխեմաներ, որտեղ չի պահանջվում պարամետրերի այդպիսի խիստ համաձայնեցում: Նկ.4.13,ա-ի հոսանքների և լարումների համար կարող ենք գրել`

Վերջին հավասարումներից Z(jω)₁ - ի համար կստանանք`         

Եթե Z-ը փոխարինենք կոնդենսատոր C-ով, ապա գիրատորի մուտքային դիմադրության համար կստանաք `

այսինքն` գիրատորը ծառայում է որպես ինդուկտիվություն

Նկ.4.13,ա-ում փոփոխելով C-ի և R4-ի տեղերը` կստանանք ունակության բազմապատկիչի սխեմա: Իրոք, դժվար չէ համոզվել, որ այդ դեպքում կստանաք`

այսինքն գիրատորի մուտքային դիմադրությունը մի համարժեք ունակություն է, որը որոշվում է հետևյալ հավասարումով`

Ընտրելով R2∙R4 » R1∙R3-ը` կարող ենք իրականացնել միացված կոնդենսատորի ունակությունից շատ ավելի մեծ ունակություն, այսինքն ստանալ` ունակության բազմապատկում:

Վերջապես, ավելի պարզ` մեկ ԻԳՈՒ-ով ինդուկտիվության գիրատորի սխեման պատկերված է նկ. 4.13,բ-ում :

Սխեմայի առանձին մասերում լարումները և հոսանքները կարտահայտվեն հետևյալ արտահայտություններով`

Հավասարումների համակարգի լուծումից ստանում ենք

Որպեսզի հաճախական լայն տիրույթում, այդ սխեման աշխատի որպես ինդուկտիվության գիրատոր, անհրաժեշտ է ապահովել R2 << R1 պայմանը: Այդ դեպքում կունենանք ωCR2<<1 և մոտավորապես կստանանք`

Դա նշանակում է, որ այդ սխեման ծառայում է որպես ինդուկտիվություն L = CR2R1 մեծությամբ, որի ակտիվ դիմադրությունը R2  է:

Օրինակ R1=10ՄՕմ, R2 =20 Օմ, C =1ՄկՖ վերջին սխեման ապահովում է 200 Հն ինդուկտիվություն 20 Օմ ակտիվ դիմադրությամբ: Հաճախությունը, որից սխեմայում գերակայում է ակտիվ դիմադրությունը 0,016Հց է, իսկ վերին սահմանային հաճախությունը որի դեպքում ապահովվում է  ωCR2<<1 պայմանը` 8կՀց:   

>>

4.8. Լոգարիթմող ուժեղարարներ

Լոգարիթմող ուժեղարարներն օգտագործվում են ելքային և մուտքային լարումների միջև U_ե=KlnU_մ առնչությունը ապահովելու նպատակով, որտեղ K-ն մասշտաբային գործակից է:

Լոգարիթմող ուժեղարարում ԻԳՈՒ-ի բացասական հետադարձ կապի շղթայում միացվում է դիոդ կամ տրանզիստոր, իսկ մուտքային շըղթայում` ռեզիստոր (նկ.4.14,ա): Հետադարձ կապում դիոդով (նկ.4.14,ա-ում դիոդը միացված է կետագծերով) լոգարիթմող ուժեղարարները գործնականում կիրառություն չեն գտել շրջապատի ջերմաստիճանի փոփոխությունից ելքային լարման մեծ փոփոխության և  փոքր աշխատանքային դինամիկ միջակայքի  պատճառով (մուտքային լարման փոփոխությունը, որի դեպքում պահապնվում է լոգարիթմական կապը, չի գերազանցում երկու դեկադա` 40դԲ մեծությունը):  

Լավ պարամետրեր ապահովում են հետադարձ կապի շղթայում տրանզիստորներով լոգարիթմող ուժեղարարները: Դրանցում տրանզիստորը միացվում է դիոդային սխեմայով կամ  ընդհանուր բազայով:

Տրանզիստորի դիոդային միացումով լոգարիթմող ուժեղարարի սխեման և բնութագիծը բերված են նկ.4.14 -ում:

Որոշենք սխեմայի ելքային և մուտքային լարումների միջև կապը: Մուտքային դրական լարման դեպքում տրանզիստորը բաց է: Համաձայն Կիրխհոֆի առաջին օրենքի` շրջող մուտքի համար կունենանք՝

Տրանզիստորի էմիտերային հոսանքը որոշվում է հետևյալ հավասարումով՝      

Հավասարման աջ մասի փակագծում արտահայտության առաջին բաղադրիչը շատ մեծ է մեկից« հետևաբար կարող ենք գրել ՝

Այստեղ I_է0-ն էմիտերային անցման հագեցման հակառակ հոսանքն է: Սխեմայի մուտքային I₁ հոսանքը որոշվում է հետևյալ բանաձևով:

Տեղադրելով (4.48) -ը I₁=I_Է արտահայտության մեջ հոսանքներն ըստ (4.47)-ի և (4.48 )-ի« որոշենք Uբէ լարումը՝

Նկ. 4.14,ա-ից կարող ենք գրել U+Uբէ+U_ե=0: Հաշվի առնելով, որ   U≈0, ուժեղարարի ելքային լարման համար կստանանք՝

որտեղ   

Ստացված հավասարումը ցույց է տալիս, որ դիտարկված սխեմայում U_ե  ելքային և U_մ մուտքային լարումների միջև լոգարիթմական կապ կա, հետևաբար ուժեղարարը լոգարիթմող է:

Մուտքային բացասական լարման դեպքում տրանզիստորը փակ է: Սխեման աշխատում է շրջող մասշտաբային ուժեղարարի ռեժիմում: Ուժեղացման գործակցի մոդուլը որոշվում է փակ տրանզիստորի կոլեկտոր-էմիտեր դիմադրության և R1-ի հարաբերությամբ:

Նշենք, որ ուժեղարարի աշխատանքի կայունությունը մեծացնելու համար տրանզիստորի կոլեկտոր-էմիտեր շղթային զուգահեռ միացվում է կոնդենսատոր (ստեղծվում է բացասական հետադարձ կապ):

Հաշվարկների ժամանակ K1,K2 մեծությունները տրվում են: Տրանզիստորն ընտրվում է, որտեղից I_է0-ն հայտնի է: R1-ը որոշվում է R1=1/I_է0K2 արտահայտությունից: K1-ը ապահովվում է սխեմայի ելքում մասշտաբային ուժեղարարի միացումով: Վերջինիս մասշտաբային գործակիցը հաշվվում է հավասարումից:

Դիտարկված սխեման լոգարիթմող է միայն մուտքային դրական լարման դեպքում: Բացասական լարումով աշխատելու համար անհրաժեշտ է սխեմայում տրանզիստորի էմիտերը միացնել ԻԳՈՒ - ի շրջող  մուտքին,  իսկ կոլեկտորը և բազան ` ելքին կամ n-p-n տրանզիստորը փոխարինել p-n-p տրանզիստորով:

Տրանզիստորի ընդհանուր բազայով միացված սխեմայում դրանով հակառակ ուղղության հագեցման հոսանքը փոքր է դիոդով անցնող հոսանքից, հետևաբար հողանցված բազայով սխեման ապահովում է ավելի մեծ աշխատանքային դինամիկական միջակայք (մուտքային ազդանշանը փոփոխվում է յոթ դեկադայի` 140դԲ սահմաններում): 

>>

4.9. Անտիլոգարիթմող ուժեղարար

Անտիլոգարիթմող կամ էքսպոնենցիալ ուժեղարարների ելքային և մուտքային լարումների միջև կապն ունի տեսքը: Այս ուժեղարարի սխեման (նկ.4.16,ա) տարբերվում է նախորդից նրանով, որ տրանզիստորը միացված է մուտքային շղթային, իսկ R1 դիմադրությունը՝ հետադարձ կապի շղթային: Դրական մուտքային լարման դեպքում տրանզիստորը բաց է: Նկ.4.1- ից I₁ և I_Է հոսանքները որոշվում են հետևյալ հավասարումներով՝  

Հաշվի առնելով« որ I₁ = Iկ + Iբ = I_Է,  կստանանք՝

որտեղ 

 (4.50) - ից երևում է, որ մուտքային դրական լարման դեպքում ուժեղարարն անտիլոգարիթմող է: Անհրաժեշտ K₄ գորխակիցն ապահովելու նպատակով սխեմայի մուտքում միացվում է մասշտաբային ուժեղարար մասշտաբային  գործակցով, իսկ K₃ - ը ապահովվում է R1= IK₃I / I_է0  ռեզիստորի ընտրումով:

Մուտքային բացասական լարման դեպքում տրանզիստորը փակ է: Սխեման աշխատում է շրջող մասշտաբային ուժեղարարի ռեժիմում: Ուժեղացման գործակցի մոդուլը որոշվում է R1-ի և փակ տրանզիստորի կոլեկտոր-էմիտեր դիմադրության հարաբերությամբ: Վերջինիս շատ մեծ լինելու պատճառով ելքում լարումը շատ փոքր է (U_ե ≈0):

Բացասական լարումների դեպքում անտիլոգարիթմական կապ ապահովելու համար պետք է փոխել տրանզիստորի էմիտերի և կոլեկտոր-բազայի միացման տեղերը կամ սխեմայում միացնել p-n-p տրանզիստոր:

>>

4.10. Ճշգրիտ   ուղղիչներ

Անալոգային սարքերում ազդանշանի մշակման ժամանակ օրինակ` չափիչ սարքերում, անհրաժեշտ է մուտքային ազդանշանից անջատել կամ մեկ բևեռականության բաղադրիչը (միակիսապարբերական ուղղում), կամ էլ որոշել ազդանշանի բացարձակ արժեքը (երկկիսապարբերական ուղղում): Այդ գործողությունները կարող են իրականացվել պասիվ դիոդա-ռեզիստորային սխեմաների միջոցով: Սակայն դիոդի վրա լարման զգալի անկման (0.5...1 Վ) և բնութագծի ոչ գծայնության պատճառով ուղղման ճշգրտությունը փոքրանում է, ինչը հատկապես փոքր ազդանշանների մշակման դեպքում անընդունելի է: Ուղղիչներում ԻԳՈՒ-ների կիրառումը հնարավորություն է տալիս զգալի չափով թուլացնել դիոդների ազդեցությունը ուղղման ճշգրտության վրա: Այդ պատճառով ԻԳՈՒ-ներով ուղղիչները անվանում են ճշգրիտ ուղղիչներ:

>>

4.10.1. Միակիսապարբերական  ճշգրիտ ուղղիչներ

Միակիսապարբերական ճշգրիտ ուղղիչները չորսն են, որոնք միմյանցից տարբերվում են մուտքային ազդանշանից ելք հաղորդված կիսապարբերությունով (դրական կամ բացասական) և փոխանցման գործակցի նշանով (շրջող կամ չշրջող):

Նկ.4.17,ա,բ -ում պատկերված են չշրջումով ճշգրիտ դրական (ա) և բացասական (բ) փոխանցման գործակցով ուղղիչների սխեմաները և բնութագծերը: Նկ.4.17,ա սխեմայում U_մ> 0 լարումների դեպքում VD1 դիոդը բաց է, VD2-ը` փակ: Սխեման աշխատում է չշրջող մասշտաբային ուժեղարարի ռեժիմում, և ուժեղացման գործակիցը որոշվում է 1+R2/R1 հավասարմամբ (բաց VD1-ի դիմադրությունով անտեսվում է):  U<sub>մ</sub>< 0 դեպքում VD1-ը փակվում է, VD2-ը` բացվում: Ելքում լարումը բացակայում է (բաց VD2-ի վրա լարման անկումով անտեսվում է): Նկ.4.17,բ սխեմայում U_մ < 0  դեպքում VD1 դիոդը բաց է, VD2-ը` փակ: Սխեման աշխատում է շրջող մասշտաբային ուժեղարարի ռեժիմում և ուժեղացման գործակիցը որոշվում է - R2 / R1 մեծությամբ: U<sub>մ</sub> > 0 դեպքում VD1-ը փակվում է, VD2-ը` բացվում: Ելքում լարումը բացակայում է: Երկու սխեմաներում էլ VD2-ը միացված է` արագագործության մեծացման նպատակով: Եթե այն չմիացվի VD1-ի փակ վիճակում, ԻԳՈՒ- ն կգտնվի հագեցված վիճակում (բացասական հետադարձ կապը խզված է, ուժեղացման գործակիցը շատ մեծ է, և նկ.4.17,ա-ում ԻԳՈՒ-ն անցնում է U<sub>ե</sub><sup>-</sup> վիճակին, իսկ նկ.4.17,բ-ում` U_ե⁺ վիճակին): Արդյունքում VD1-ի բացման ժամանակ ԻԳՈՒ-ն չի կարող ակնթարթորեն անցնել մուտքային լարումը ելքի փոխանցման ռեժիմին: Անհրաժեշտ է որոշ ժամանակ,  որպեսզի այն դուրս գա հագեցված վիճակից, անցնի ակտիվ ռեժիմի, և ԻԳՈՒ-ի ելքում լարումը հավասարվի դիոդի բացման լարմանը:

ԻԳՈՒ-ի հագեցման ռեժիմը բացառվում է, քանի որ VD1-ի փակ վիճակում, VD2-ը բաց է, և ԻԳՈՒ-ի ելքը կարճ է միացված դիոդի փոքր դիմադրությամբ: Պարզ է, որ  դիտարկված սխեմաներում ԻԳՈՒ-ն պետք է ունենենա կարճ միացված ռեժիմից պաշտպանության սխեմա: 

Շրջումով դրական և բացասական  փոխանցման գործակցով ճըշգրիտ ուղղիչների սխեմաները և դրանց բնութագծերը բերված են նկ. 4.18,ա,բ-ում: Այդ սխեմաները տարբերվում են նախորդներից նրանով, որ մուտքային լարումները կիրառված են ԻԳՈՒ-ի շրջող մուտքերին, և VD2-ով մտցված է բացասական հետադարձ կապ: Քանի որ այստեղ մուտքային լարումները կիրառված են շրջող մուտքերին, VD1 դիոդը բացվում է ելքում `մուտքային լարմանը հակառակ բևեռականության լարման դեպքում: Արդյունքում սխեմայի փոխանցման գործակիցը բացասական մեծություն է և որոշվում է R2 և R1 դիմադրությունների հարաբերությամբ: VD2-ը շրջող մուտքին միացման շնորհիվ,VD1-ի փակ վիճակում,  VD2-ը բաց է, ԻԳՈՒ-ն աշխատում է շրջող մասշտաբային ուժեղարարի ռեժիմում, բայց արդեն - R_դ2 / R1 փոխանցման գործակցով: Քանի որ բաց վիճակում VD2 դիոդի R_դ2 դիմադրությունը շատ փոքր է R1-ից, ելքում լարումը շատ փոքր է և  ԻԳՈՒ-ն չի հագենում: Դա հանգեցնում է սխեմայի արագագործության մեծացմանը:

Դիտարկված սխեմաների թերությունը մեծ ելքային դիմադրությունն է, որը նաև ոչ գծային է:

>>

4.10.2. Երկկիսապարբերական  ճշգրիտ  ուղղիչներ

 Երկկիսապարբերական Ճշգրիտ ուղղիչի պարզագույն սխեման իրականացվում է չհողանցված բեռի` (նկ.4.19,ա), օրինակ, սլաքավոր միլիամպերմետրի դեպքում:

Սխեմայում ԻԳՈՒ-ն աշխատում է լարումով կառավարվող հոսանքի գեներատորի ռեժիմում, որի ելքային հոսանքը կախված չէ դիոդների և բեռի վրա լարման անկումներից: Գեներատորի ելքում միացված դիոդային կամրջակն ուղղում է մուտքային լարման երկու կիսապարբերությունները և բեռով անցնող հոսանքը `

Սխեման ունի մեծ մուտքային դիմադրություն և չի պահանջում դիմադրությունների համաձայնեցում:

Հողանցված բեռով ճշգրիտ երկկիսապարբերական ուղղիչի սխեման ԻԳՈՒ-ի դիֆերենցիալ միացումով բերված է նկ.4.19,բ-ում:Սխեման աշխատում է հետևյալ կերպ: Մուտքային լարման դրական կիսապարբերությունը փակում է VD1 դիոդը , որի շնորհիվ սխեման աշխատում է չշրջող մեկ ուժեղացման գործակցով  մասշտաբային ուժեղարարի ռեժիմում, և U_ե = U_մ: Բացասական կիսապարբերությունների դեպքում VD1-ը բացվում է: Եթե դիոդի վրա լարման անկումը բացակայեր, սխեման կաշխատեր մեկ ուժեղացման գործակցով շրջող ուժեղարարի ռեժիմում, և U_ե = - U_մ: Սխեման շատ պարզ է, բայց դիոդի վրա բաց վիճակում լարման վերջավոր արժեքի պատճառով ուղղումը կլինի զգալի սխալով:

Ուղղիչի ճշգրտությունը կարող է մեծացվել, եթե VD1 դիոդը փոխարինվի իդեալական դիոդի մոդելով կառուցված DA2 ԻԳՈՒ-ով (նկ.4. 20,ա): Այստեղ մուտքային լարման դրական կիսապարբերության ընթացքում DA2 - ի ելքում լարումը բացասական է, որի շնորհիվ VD1-ը փակվում է, իսկ VD2-ը` բացվում: DA2-ի ելքը կարճ է փակվում, իսկ բացասական հետադարձ կապը խզվում է:  DA1-ը աշխատում է չշրջող լարման կըրկնիչի ռեժիմում և մուտքային լարման դրական կիսապարբերությունը փոխանցում է ելք: Մուտքային լարման բացասական կիսպարբերության դեպքում VD1-ը բացվում է, VD2-ը` փակվում: DA2-ի բացասական հետադարձ կապի շղթան միացված է բաց VD1-ով: DA2-ի մուտքերի միջև լարումը մոտ է զրոյի: Հետևաբար զրոյին մոտ է նաև DA1-ի չշրջող մուտքի լարումը: DA2-ը աշխատում է շրջումով լարման կրկնկիչի ռեժիմում և մուտքային լարման բացասական կիսապարբերությունը շրջված փոխանցվում է ելք: Այս սխեման նույնպես պարզ է, սակայն մուտքային դիմադրությունը դրական և բացասական կիսապարբերություններին տարբեր է, և անհրաժեշտ է R1 դիմադրությունների համաձայնեցում: Բացի դրանից, ԻԳՈՒ-ն պետք է ապահովի կարճ միացման ռեժիմը:

 Մուտքային լարման դրական և բացասական կիսապարբերություններին միևնույն դիմադրություն ապահովում է նկ.4.20,բ-ում բերված սխեման: Սխեման բաղկացած է DA1-ով չշրջող բացասական փոխանցման գործակցով միակիսապարբերական ուղղիչից և DA2-ով գումարիչից: DA1-ով միակիսապարբերական ուղղիչի համարկարող ենք գրել`

DA2-ով գումարիչի ելքում կունենանք`

Հաշվի առնելով վերջին առնչությունը` ելքային լարման համար կստանանք`

Վերջին արտահայտությունից երևում է, որ սխեման երկկիսապարբերական ուղղիչ է:

Սխեմայի առավելությունն այն է, որ մուտքային դիմադրությունը երկու կիսապարբերությունների դեպքում նույնն է, և ուժեղարարների մուտքերում համափուլ ազդանշանը բացակայում է: Թերությունը 5 դիմադրությունների համաձայնեցման անհրաժեշտությունն է:         

Վերջին երկու ճշգրիտ ուղղիչների դրական հատկանիշներով ունի ընդհանուր բացասական հետադարձ կապով ուղղիչը (նկ.4.21):    

Դիտարկենք սխեմայի աշխատանքը R1=R2 դեպքում: U_մ < 0 դեպքում VD1-ը բաց է, VD2-ը` փակ: Բաց VD1- ով DA1-ի ելքային լարումը կիրառվում է DA2-ի մուտքին: DA2-ը աշխատում է շրջող ուժեղարարի ռեժիմում Ku = - R2 / R1 = - 1 գործակցով և U<sub>ե</sub> = - U<sub>մ</sub> > 0: U<sub>մ</sub> > 0 դեպքում VD1-ը փակվում է, VD2-ը` բացվում: Բաց VD2-ով DA1-ի ելքային լարումը կիրառվում է DA2-ի մուտքին: R1, R2 դիմադրություններով հոսանքը բացակայում է: Հետևաբար ելքյին լարումը հավասար է  DA1-ի շրջող մուտքի U₁ լարմանը: Քանի որ U_մ - U₁ = U = 0, կստանանք`

Այսպիսով սխեմայի ելքային լարման համար կարող ենք գրել`

 Վերջին արտահայտությունը ցույց է տալիս, որ սխեման ճշգրիտ ուղղիչ է:

Առանց դիոդի մեկ սնման աղբյուրով ճշգրիտ երկկիսապարբերական ուղղիչի սխեման բերված է նկ.4.22-ում: Սխեման աշխատում է միայն մուտքային և ելքային ազդանշանների առավելագույն արժեքների դեպքում: U_մ>0 դեպքում DA1 ԻԳՈՒ-ն աշխատում է չշրջող կրկնիչի ռեժիմում, իսկ DA2-ը` դիֆերենցիալ միացման ռեժիմում, և U_ե=U_մ: U_մ< 0 դեպքում DA1 ԻԳՈՒ-ն անցնում է բացասական հագեցման ռեժիմին, և ելքային լարումը հավասարվում է զրոյի (սնումը մեկ բևեռականության է) : Այդ դեպքում DA2-ը անցնում է շրջող կրկնիչի ռեժիմին, հետևաբար  U_ե = - U_մ:

 Սխեմայում DA2-ը միշտ աշխատում է գծային ռեժիմում: DA1-ի չշրջող մուտքում U_մ < 0 դեպքում լարումը սնող բացասական լարման աղբյուրի լարումից ավելի փոքր է: Ոչ բոլոր ԻԳՈՒ-ներն են աշխատում նման ռեժիմում: Այդ ռեժիմում աշխատում է OR291 մակնիշի ԻԳՈՒ-ն, որի մուտքային շղթան պաշտպանված է դիֆերենցիալ գերլարումներից զուգահեռ հակառակ միացված դիոդներով: Ընդ որում, մուտքային տրանզիստորների բազաների շղթաներում միացված են 5կՕմ դիմադրություններ: Դա ապահովում է ԻԳՈՒ-ի աշխատանքը մեկ սնման  լարումից մուտքում մինչև -15Վ լարման դեպքում: Այդ սխեմայում R1-ի միացման անհրաժեշտություն չկա:

>>

4.11.  Անալոգային բազմապատկիչներ

Ազդանշանների մաթեմատիկական մշակման սարքերում մեծ կիրառություն են գտել նմանակային (անալոգային) բազմապատկիչները:  Դրանք օգտագործվում են ազդանշանների  տարբեր մաթեմատիկական գործողությունների իրականացման, մոդուլյատորների և դեմոդուլյատորների, հաճախական ձևափոխիչների, ուժեղացման գործակցի ավտոմատ կառավարման և այլ սխեմաներում: Բազմապատկիչի ելքային  լարումը համեմատական է  մուտքային լարումների արտադրյալին և նկարագրվում է U₃=kU₁U₂ հավասարումով, որտեղ U₃-ը ելքային,   U_1, U₂ - ը մուտքային լարումներն են, k-ն` մասշտաբային գործակիցը: Մասշտաբային գործակիցը բազմապատկիչի ուժեղացման գործակիցն է, որի միավորն է 1/Վ:  Չշրջող բազմապատկիչի դեպքում  k >0: Բազմապատկվող լարումները կարող են լինել ինչպես դրական, այնպես էլ բացասական: Բազմապատկիչի մուտքային մեկ կամ երկու լարումների բևեռականության փոփոխման թույլատրվելիությունից կախված տարբերում են` մեկքառորդաչափ, երկքառորդաչափ և չորսքառորդաչափ բազմապատկիչներ: Վերջիններս կիրառելի են մուտքային լարումների ցանկացած բևեռականության դեպքում:Երկքառորդաչափ բազմապատկիչներում թույլատրելի է միայն մուտքային մեկ լարման բևեռականության փոփոխություն: Մեկքառորդաչափ բազմապատկիչներում մուտքային լարումներից ոչ մեկի բևեռականության փոփոխություն չի թույլատրվում: Բազմապատկիչում մուտքերից միայն մեկի օգտագործման դեպքում այն աշխատում է ուժեղարարի ռեժիմում, և պարամետրերի մեծ մասը նույնականացվում է ուժեղարարի պարամետրերին: Սակայն կան նաև բազմապատկիչներին յուրահատուկ պարամետրեր, օրինակ, բազմապատկման հարաբերական սխալը, ըստ x մուտքի բազմապատկման ոչ գծայնությունը և ըստ x և y մուտքերի մնացորդային լարումները: Բազմապատկման հարաբերական սխալը` գնահատվում է ելքային լարման տեսական և իրական  արժեքների առավելագույն տարբերության ու ելքային լարման առավելագույն արժեքի հարաբերությամբ: Այն որոշվում է մուտքային հաստատուն լարումների դեպքում: Բազմապատկման ոչ գծայնություն` Nx ըստ x մուտքի կոչվում է առավելագույն ամպլիտուդով սինուսոիդային լարման հարաբերական առավելագույն փոփոխությունը մուտքով անցնելիս, y մուտքում հաստատուն 10Վ լարման դեպքում: Այն որոշվում է U_ե - U_x առավելագույն տարբերության և ելքային լարման U_եառ (10Վ) հարաբերությամբ, արտահայտված տոկոսներով: Նույն եղանակով գնահատվում է ոչ գծայնությունը ըստ մուտքի: Փաստորեն ոչ գծայնությունը ըստ որևէ մուտքի ցույց է տալիս այդ մուտքով փոփոխական լարման ելք անցման ոչ գծային աղավաղման աստիճանը:

Կարևոր պարամետր է նաև ըստ x և y մուտքերի մնացորդային լարումները: Դրանք բազմապատկիչի ելքում լարումներն են մուտքերից մեկում փոփոխական լարման առավելագույն արժեքի և մյուս մուտքում` զրոյական լարման դեպքում: Բազմապատկման սխալի նվազեցման նպատակով մուտքերին միացվում է փոքր հաստատուն լարում, որի միջոցով մնացորդային լարումը զրոյացվում է:

Անալոգային ազդանշանների բազմապատկման համար կիրառվում են ԻԳՈւ-ներով կամ ինտեգրալ բազմապատկիչներ:

>>

4.11.1. ԻԳՈւ-ներով լարումների բազմապատկիչներ

ԻԳՈւ-ներով բազմապատկիչի սխեմայի կառուցվածքը բացահայտելու նպատակով լոգարիթմում ենք U₃ հավասարումը`

Անտիլոգարիթմելով այդ արտահայտությունը ստանում ենք հետևյալ արտահայտությունը՝

 (4.53)-ից բխում է, որ լարումների բազմապատկիչը պետք է բաղկացած լինի 2 լոգարիթմող և մեկական գումարող ու անտիլոգարիթմող ուժեղարարներից:

Նկ.4.23-ում բերված է ԻԳՈւ-ներով լարումների բազմապատկիչի սխեման: Լոգարիթմող ուժեղարարների մուտքերին կիրառվում են U₁ և U₂ լարումները: Դրանց ելքային U₃, U₄ լարումները գումարվում են գումարիչի միջոցով, և գումարային  U₅   լարումը տրվում է անտիլոգարիթմող ուժեղարարին: Վերջինիս ելքում ստանում ենք U₁ և U₂ լարումների արտադրյալին համեմատական U_ե լարումը:

Գրենք ուժեղարարների ելքային լարումների արտահայտությունները՝ 

որտեղ`       

 U₆ լարման արտահայտությունից երևում է, որ սխեման իրականացնում է մուտքային U₁ և U₂ լարումների բազմապատկում: Մասշտաբային K գործակիցն ապահովում են R¬ի ընտրումով (տրանզիստորի մակնիշն ընտրելուց հետո I_է0 -ն հայտնի է): 

Դժվար չէ համոզվել, որ բաժանման գործողություն կարելի է իրականացնել` միացնելով լոգարիթմող ուժեղարարներից մեկի ելքում շրջող մասշտաբային ուժեղարար  K<sub>u</sub> = - 1 ուժեղացման գործակցով: Օրինակ, եթե այդպիսի ուժեղարարը միացվի U<sub>3</sub> լարմանը, ապա գումարիչի առաջին մուտքին կտրվի լարում հավասար mφ<sub>T</sub> ln (U<sub>1</sub> / I<sub>է0</sub>R) և սխեմայի ելքում  լարումը կորոշվի հետևյալ արտահայտությամբ`

Վերջին հավասարումը ցույց է տալիս, որ սխեման իրականացնում է լարումների բաժանում՝ որոշակի մասշտաբով:  

Լարումների բազամապատկիչի դիտարկված սխեմայում օգտագործվում է 4 ԻԳՈՒ¬ներ, ինչը բարդացնում է բազմապատկիչի սխեման:

>>

4.11.2. Լարումների ինտեգրալ բազմապատկիչներ

Լարումների բազմապատկման պարզագույն սխեմա կարող է ծառայել սիմետրիկ մուտքով և ելքով, էմիտերային հոսանքի կայունացումով  դիֆերենցիալ  կասկադը  (նկ.4.24,ա):

Դիֆերենցիալ կասկադի մուտքային և ելքային լարումների միջև կապը որոշվում է հետևյալ արտահայտությամբ՝

պայմանի դեպքում Uբէ_VT3 - ով կարելի է անտեսել, և I₀

հոսանքը կորոշվի արտահայտությամբ: Ելքային լարումը կորոշվի հետևյալ արտահայտությամբ՝    

(4.55)¬ը ցույց է տալիս, որ սխեման իրականացնում է U₁ և U₂ լարումների բազմապատկում:

Դիտարկված բազմապատկիչը օժտված է բազմապատկման  փոքր դինամիկ միջակայքով պայմ անով և կարող է կիրառվել միայն մուտքային U₂ լարման մեծ արժեքների դեպքում:

Նշված թերությունից զերծ է նկ.4.24,բ¬ում պատկերված սխեման, որտեղ օգտագործվում է VT3,VT4 տրանզիստորներով  կառուցված  ևս մեկ դիֆերենցիալ կասկադ, որի մուտքային լարման փոփոխման միջակայքը մեծ է: VT3,VT4 տրանզիստորների էմիտերային I₀ հոսանքն ապահովվում է  U₃  հաստատուն լարումով: Վերջին  բազմապատկիչում  խախտված է սխեմայի համաչափությունը (սիմետրիկությունը): VT3, VT4  տրանզիստորների կոլեկտորային շղթաներում բեռները տարբեր են: Արդյունքում համափուլ լարման փոխհատուցումը բացակայում է, և բազմապատկիչի ելքում առաջանում է համափուլ լարում, որը հանգեցնում է լրացուցիչ սխալների առաջացման:

Համափուլ լարման վերացման նպատակով VT4-ի կոլեկտորի շըղթայում միացնում են VT7, VT8 տրանզիստորներով ևս մեկ դիֆերենցիալ կասկադ (նկ.4.24): Այդ դեպքում բազմապատկիչի սխեման լրիվ համաչափ է, և համափուլ լարումը տեսականորեն բացակայում է:

Դիֆերենցիալ կասկադներով լարումների բազմապատկիչներն արտադրվում են ինտեգրալ միկրոսխեմաների տեսքով: Որպես օրինակ նկ.4.25-ում պատկերված է K526ПС1 մակնիշի բազմապատկիչի սխեման: Սխեմայում տրանզիստորների հանգստի ռեժիմների ապահովման անհրաժեշտ լարումները ձևավորվում են R1...R10 ռեզիստորների և VD1...VD5 դիոդների միջոցով: Ինտեգրալ բազմապատկիչի և ԻԳՈՒ-ի միացումը կարող է կիրառվել լարման տարբեր ձևափոխումների նպատակով: Պարզագույն ձևափոխումը բազմապատկիչի միջոցով լարման քառակուսիչի (квадратор) իրականացնումն է: Այդ նպատակով բազմապատկիչի մուտքերը միացվում են զուգահեռ (նկ.4.26, ա):

Քառակուսիչը լայն կիրռություն է գտել բարդ տեսքով լարման միջին քառակուսային արժեքի որոշման համար: Քառակուսիչը միացնելով ԻԳՈՒ-ի հետադարձ կապի շղթայում իրականացվում է քառակուսի արմատ հանման գուծողություն (նկ.4.26,բ):

 Անտեսելով ԻԳՈՒ-ի մուտքային փոքր հոսանքը` ընդունում ենք, որ R1-ով և R2-ով անցնում է նույն I հոսանքը, հետևաբար`  , որտեղից կստանանք`     k-ն բազմապատկիչի մասշտաբային գործակիցն է): Բազմապատկիչի ելքային լարումը դրական է, այդ պատճառով ԻԳՈՒ-ի մուտքային լարումը պետք է լինի բացասական:

Եթե U₁-ը լինի դրական, հետադարձ կապը վերածվում է դրականի, և ԻԳՈՒ-ն աշխատում է տրիգերի ռեժիմում, այսինքն` փոխանջատվում, անցնում է հագեցման ռեժիմին: ԻԳՈՒ-ի ելքում միացված դիոդը U₁≥0 դեպքում փակվում, անջատում է հետադարձ կապի շղթան և արգելակում է ԻԳՈՒ- ի անցումը հագեցման ռեժիմին: Եթե քառակուսիչը շրջում է լարման բևեռականությունը, ապա անհրաժեշտ է փոխել դիոդի միացման ուղղությունը և մուտքային լարման բևեռականությունը (U₁ > 0): 

 Լարումների իրար բաժանման սխեման` լարման բազմապատկիչի կիրառումով բերված է նկ.4.27,ա-ում: Այստեղ նույնպես ընդունելով, որ R1-ով և R2-ով անցնում է նույն հոսանքը, կարող ենք գրել` U₁/R1 = kU_եU₂ / R2 , որտեղից` U<sub>ե</sub> =R2U<sub>1</sub>/ kR1U<sub>2</sub>: Այստեղ U<sub>1</sub>-ը կարող է լինել  ցանկացած բևեռականությամբ (նաև փոփոխական), իսկ U<sub>2</sub>-ը` դրական, եթե բազմապատկիչը չշրջող է և բացասական, եթե բազմապատկիչը շրջող է:

Որոշ ինտեգրալ բազմապատկիչների միկրոսխեմաներ ունեն ԻԳՈՒ (օրինակ К525ПС2, К526ПС2), և վերը նշված ձևափոխությունները իրականացվում են նկ.4.28- ում բերված միացումներով: Մեծ մասամբ, բազմապատկիչի գործնական կիրառություններում օգտագործվում է մուտքային լարումների  ոչ սիմետրիկ  միացումը: Լարումներից յուրաքանչյուրը  միացվում է  բազմապատկիչի մուտքային դիֆերենցիալ կասկադների տրանզիստորներից մեկի բազային (X,Y,Z), իսկ երկրորդ տրանզիստորի բազային (∆X, ∆Y, ∆Z)  կիրառվում է ելքում զրոյի բերման հաստատուն լարումը R1,R2,R3 ռեզիստորների միջացով(նկ.4.28 ): Բազմապատկիչի մասշտաբային k գործակիցն ապահովվում է մուտքերից մեկում լարման բաժանիչի միացումով, ինչպես օրինակ նկ.4.28, ա-ում` Y մուտքում: К525ПС2 բազմապատկիչի մուտքային լարումները կարող են փոփոխվել  ±10,5 Վ միջակայքում, բազմապատկման սխալը չի գերազանցում 1% արժեքը:

>>

4.12. Լարումների անալոգային կոմպարատորներ

Կոմպարատորները երկու և ավելի ազդանշանների՝ ըստ որևէ պարամետրի իրար հետ համեմատող սարքեր են: Լարումների կոմպարատորներում համեմատվում են լարումների արժեքները (նկ.4.29,ա): Կոմպարատորի ելքում լարումն ունի  երկու կայուն վիճակներ` բարձր մակարդակ (U¹) և ցածր մակարդակ (U⁰): Մուտքային լարումների U₁ >U₂ արժեքների դեպքում, ելքային լարումը գտնվում է U⁰ (կամ U¹) վիճակում, իսկ U₁=U₂ դեպքում թռիչքով անցնում է U¹ (կամ U⁰) վիճակի:

Փաստորեն կոմպարատորի միջոցով որոշվում է երկու լարումների իրար հավասարեցման պահը: Լարման այն արժեքը, որի դեպքում կոմպարատորը մի կայուն վիճակից անցնում է մյուսին, կոչվում է մուտքային շեմային լարում: Մասամբ մուտքային լարումներից մեկը պահվում է հաստատուն, իսկ մյուսը համեմատվում է դրա հետ (նկ. 4.29,բ):

Կոմպարատորը կարող է ունենալ մեկ կամ երկու շեմային լարում: Առաջին դեպքում ունենք միաշեմ (նկ.4.29ա,բ), երկրորդ դեպքում՝ երկշեմ կոմպարատոր: Նկ.4.29,գ-ում պատկերված երկշեմ կոմպարատորում U₃-ը մուտքային լարումն է, U₁- ը և U₂-ը` շեմային լարումները: U₃ մուտքային լարման աճի դեպքում, երբ այն t₁ պահին հավասարվում է U₁ շեմային լարմանը, կոմպարատորն անցնում է U⁰ վիճակից U¹ վիճակին: U₃ - ի հետագա աճից կոմպարատորի վիճակը չի փոփոխվում: t₂ պահին U₃-ը հավասարվում է U₂  շեմային լարմանը: Այն շրջվում անցնում է U⁰ վիճակին: U₃ -ի հետագա աճից կոմպարատորի վիճակը մնում է անփոփոխ: t₃ պահին U₃-ը նորից ընդունում է U₂ արժեքը: Կոմպարատորը շրջվում անցնում է U¹ վիճակի: Այնուհետև մինչ  t₄ պահը կոմպարատորի վիճակը պահպանվում է: t₄ պահին  U₃-ը նվազելով հավասարվում է U₁-ին  կոմպարատորը անցնում է  U¹ վիճակից U⁰ վիճակի:

Ներկայումս արտադրվում են ինտեգրալ կոմպարատորներ: Մեծ կիրառություն են գտել նաև ԻԳՈՒ-ների կիրառումով կոմպարատորները:

>>

4.12.1. ԻԳՈՒ-ների կիրառումով կոմպարատորներ

Ինտեգրալ գործառական ուժեղարարն ունի դիֆերենցիալ ազդանշանի ուժեղացման շատ մեծ գործակից: Այդ պատճառով հետադարձ կապի բացակայության դեպքում մուտքային դիֆերենցիալ լարումը փոփոխվում է շատ փոքր տիրույթում: Իրոք, մեծ մասամբ ԻԳՈՒ-ի ելքային լարման թույլատրելի առավելագույն արժեքը`      իսկ դիֆերենցիալ լարման արժեքը ` 

Համեմատելով նկ.4.30,բ-ում և նկ.4.30,գ-ում պատկերված բնութագծերը՝ կարելի է եզրակացնել, որ ԻԳՈՒ-ի հետադարձ կապի շղթայի բացակայության դեպքում այն կարող է օգտագործվել կոմպարատորի ռեժիմում: Այդ դեպքում ԻԳՈՒ-ն ունի երկու կայուն վիճակ՝ արժեքների դեպքում այն թռիչքաձև անցնում է մեկ վիճակից մյուսին:                     

Նույնաբևեռ լարումների կոմպարատոր: Նույնաբևեռ լարումների կոմպարատորներն օգտագործվում են երկու նույն բևեռականության լարումների համեմատման համար (նկ.4.31,ա,գ): Այս կոմպարատորներում մուտքային լարումները կիրառվում են ԻԳՈՒ-ի տարբեր մուտքերին: Հաստատուն լարումը, որի հետ համեմատվում  է  մուտքային լարումը, կարող է կիրառվել  ինչպես շրջող, այնպես էլ չշրջող մուտքերին: Ենթադրենք` մի դեպքում չշրջող մուտքում լարումը հաստատուն է, և շրջող մուտքում գործող լարումը համեմատվում է դրա հետ (նկ.4.31,ա), իսկ երկրորդ դեպքում շրջող մուտքում  լարումը  հաստատուն է, և դրա հետ համեմատվում է չշրջող մուտքի լարումը  (նկ.4.31,գ): Առաջին դեպքում  U = U<sub>մ1</sub> - U<sub>մ2</sub> < 0 արժեքների դեպքում , իսկ Երկրորդ դեպքում` U=U_մ1-U_մ2 < 0 արժեքների համար դեպքում՝ Կոմպարատորների բնութագծերը կունենան  նկ. 4.31.բ-ում և  նկ. 4.31դ-ում բերված տեսքերը:  Երկու դեպքում էլ կոմպարատորի անցումը մի վիճակից մյուսին տեղի է ունենում U_մ1= U_մ2 արժեքների դեպքում:

Տարաբևեռ լարումների կոմպարատոր: Այս կոմպարատորներն օգտագործվում են տարբեր բևեռականության լարումների համեմատման համար: Կոմպարատորի  սխեման և բնութագիծը  բերված են նկ. 4.32-ում: U_մ2-ը հաստատուն լարում է, որի հետ համեմատվում է U_մ1 լարումը:

Որորշենք U_մ1 լարման արժեքը, որի դեպքում տեղի է ունենում կոմպարատորի անցումը մի վիճակից մյուսին: ԻԳՈՒ-ի շրջող մուտքում հոսանքների միջև կապը կլինի՝   I₁+ I₂ = I: Հաշվի առնելով, որ ԻԳՈՒ-ի մուտքային դիմադրությունը շատ մեծ է, դրա մուտքային I հոսանքը կարելի է անտեսել, և այդ դեպքում կստանանք՝                I₁= - I₂: I₁, I₂ հոսանքները  որոշվում են հետևյալ հավասարումներով՝

Տեղադրելով հոսանքների արժեքները, I₁ = - I₂ հավասարման մեջ՝  կստանանք մուտքային լարումների միջև կապը՝

Հաստատուն U_մ2 լարման դեպքում ընտրելով R1, R2 դիմադրություններից մեկը և հաշվելով մյուսը՝ ապահովվում է անհրաժեշտ U_մ1 շեմային լարումը:

Երկշեմ կոմպարատոր: Վերը դիտարկված կոմպարատորներն միաշեմ են: Հաճախ անհրաժեշտ է որոշել, թե մուտքային լարումը գըտնվում է  U₁ և U₂ արժեքների միջակայքու՞մ, թե՞ դրանից դուրս: Այդ նպատակով օգտագործվում են երկշեմ կոմպարատորներ (նկ.4.33,ա):      

Երկշեմ կոմպարատորը բաղկացած է երկու միաշեմ նույնաբևեռ DA1, DA2 և մեկ տարաբևեռ DA3 լարումների կոմպարատորներից: Շեմային U₁  և U₂ լարումների արժեքները  տրվում են հաստատուն լարման աղբյուրներից: U_մ<U₁ արժեքների դեպքում, երբ U₅=(U₄-U₃)/2<0, ելքում բացասական լարում է: U₁ <U_մ < U₂ տիրույթում U₅=(U₄+U₃)/2>U₆, և ելքում դրական լարում է: U_մ >U₂ արժեքների դեպքում U₅=(U₃ -U₄)/2 >0, որը հանվում է U₆ լարումից (U₆ > U₅), և ելքում լարումը բացասական է:

>>

 4.12.2. Ինտեգրալ կոմպարատորներ

ԻԳՈՒ-ով կոմպարատորների ելքում լարման մակարդակները չեն համապատասխանում թվային սարքերում աշխատանքային լարման U⁰ և U¹  մակարդակներին: Այդ պատճառով անալոգային կոմպարատորը թվային սարքի հետ միացնելիս պահանջվում է նշված լարումների համաձայնեցում, որը հանգեցնում է սխեմայի բարդացմանը:

Ներկայումս արտադրվում են ինտեգրալ կոմպարատորներ, որոնցում ելքային լարման մակարդակները հավասար են թվային սարքերի աշխատանքային լարման մակարդակներին:

Ինտեգրալ կոմպարատորն ունի ԻԳՈՒ-ի կառուցվածք (նկ.4.34): Մուտքային կասկադը VT1…VT5 տրանզիստորներով կառուցված սիմետրիկ մուտքով և սիմետրիկ ելքով, էմիտերային հոսանքի կայունացումով դիֆերենցիալ կասկադ է: Միջանկյալ կասկադը VT6, VT7 տրանզիստորներով, սիմետրիկ մուտքով և ոչ սիմետրիկ ելքով դիֆերենցիալ կասկադ է, որի ելքային շղթայում միացված է R3,R4,VT9 տարրերով դիոդային սևեռիչը: Վերջինս ապահովում է կոմպարատորի ելքում լարման անհրաժեշտ մակարդակները: Ելքային կասկադն էմիտերային կրկնիչ է VT9_-ով, որի հոսանքը ապահովվում է VT10-ով: Մուտքային և միջանկյալ կասկադների մեծ ուժեղացման գործակցի շնորհիվ VT7-ը կարող է գտնվել կամ բաց և հագեցած, կամ փակ վիճակում: Երբ VT7-ը բաց է և հագեցած, VT8-ը փակ է: VT7-ի կոլեկտորային շղթայից ելքային լարումը որոշվում է հետևյալ արտահայտությամբ՝

Սխեմայում օգտագործվում են U_VD1=U_VD2 լարումով ստաբիլիտրոններ: VT7 և VT9 տրանզիստորները հագեցված վիճակում են հետևաբար   Հաշվի առնելով նշված լարումների արժեքները՝  վերջին  հավասարումից կստանանք, որ VT7-ի փակ վիճակում VT8-ը բաց է, և UկVT7 լարումը որոշվում է R3, R4 լարման բաժանիչով: Այդ դեպքում ելքային լարման համար կարող ենք գրել հետևյալ հավասարումը՝

Սխեմայում R3, R4 դիմադրություններն ընտրվում են այնպես,  որ VT7-ի փակ վիճակում U₃ = U¹:

Ներկայումս արտադրվում են մեծ թվով ինտեգրալ կոմպարատորներ, որոնց պարամետրերը բերված են հավելված 11.2-ում: Աղմկակայունությունը մեծացնելու նպատակով կոմպարատորում ավելացվում է ընտրող (ստրոբացնող) ազդանշանների համեմատումը և փոխանջատումը միայն արտաքին ստրոբ իմպուլսի կիրառման պահին: Կոմպարատորներում ելքային կասկադը ԻԳՈՒ-ների ելքային կասկադների համեմատ, ավելի ճկուն կառուցվածք ունի, ինչը զգալի չափով մեծացնում է կոմպարատորի ֆունկցիոնալ հնարավորությունները: ԻԳՈՒ-ներում օգտագործվում են երկտակտ ելքային կասկադներ, որոնք ապահովում են մուտքային և ելքային լարումների առավելագույն փոփոխություն սնման լարումների միջակայքում: (օրինակ 140УД7 մակնիշի ԻԳՈՒ-ն, որը սնվում է  լարումներից, ապահովում է մուտքային և ելքային լարումների աշխատանքային արժեքներ):    

Կոմպարատորներում ելքային կասկադի տրանզիստորի էմիտերը հողանցված է, իսկ ելքային լարումը վերցվում է տրանզիստորի "բաց" (չմիացված) կոլեկտորից: Որոշ կոմպարատորներում, օրինակ 521CA3 կամ LM311-ում, ունեն միաժամանակ "բաց" կոլեկտոր և էմիտեր:  

Նկ.4.35,ա-ում բերված է կոմպարատորի ելքային տրանզիստորի ընդհանուր էմիտերով միացման սխեման: +5Վ սնման լարման դեպքում սխեմայի ելքում կարող են միացվել ТТЛ, nМОП և  КМОП +5Վ սնումով տրամաբանական տարրեր: Ավելի մեծ սնման լարումով КМОП սխեմաների միացման դեպքում +5Վ -ը փոխարինվում է տարրի սնման լարման աղբյուրով:

Եթե անհրաժեշտ է փոփոխել կոմպարատորի ելքային լարումը սնման լարման միջակայքում, ելքային կասկադի տրանզիստորը միացվում է էմիտերային կրկնիչի սխեմայով (նկ.4.35,բ): Այդ դեպքում նվազում է սխեմայի արագագործությունը միաժամանակ ելքային լարումը հակափուլ է մուտքային լարմանը: 

Որոշ կոմպարատորներ, օրինակ AD790, MAX907-ում, ունեն ներքին դրական հետադարձ կապ, որի շնորհիվ հիստերեզիսի մեծությունը շեղման լարման կարգի մեծություն է:

>>

4.12.3. Մեկ սնման լարումով կոմպարատորներ

Մեկ սնման լարումով կոմպարատորները մեծ կիրառություն ունեն ոչ ստացիոնար սխեմաներում, որտեղ սնումն իրականացվում է ակումլյատորային մարտկոցներից: Դրանք աշխատում են ТТЛ և КМОП  մակնիշի թվային սարքերի հետ համատեղ:

Դիտարկենք LM139 (1401CA1) մակնիշի սխեման` բերված է նկ.4.36 - ում: VT1...VT4, զույգ-զույգ Դարլինգտոնի սխեմայով միացված տրանզիստորներով դիֆերենցիալ կասկադի բեռը VT5, VT6 տրանզիստորներով կազմված հոսանքի հայելին է: Նման միացումը հնարավորություն է տալիս առանց ուժեղացման գործակցի նվազման մուտքային դիֆերենցիալ ազդանշանից ձևավորել ոչ սիմետրիկ ելքային ազդանշան և նվազեցնել համափուլ ազդանշանը ընդհուպ մինչև ընդհանուր ելուստի (հողի) պոտենցիալը: 

VT7, VT8 տրանզիստորներով լրացուցիչ ուժեղացվում է համեմատվող լարումների տարբերությունը: I₃, I₄ հոսանքի գեներատորներն օգտագործվում են VT1,VT4 տրանզիստորների ապալիցքավորումը արագացնելու նպատակով, որը հանգեցնում է մուտքային կասկադի ելքային լարման աճի արագացմանը:  VD1,VD2 դիոդները միացված են VT1,VT4 տրանզիստորների բազա-էմիտեր անցումները մուտքային լարման մեծ փոփոխումներից այրվելուց պաշտպանելու նպատակով: Երկու մուտքերում ընդհանուր ելուստի պոտենցիալին հավասար պոտենցիալների դեպքում, VT1,VT4 -ի էմիտերների լարումները Uբէ են , իսկ VT2,VT3-ի  էմիտերների լարումները` 2Uբէ: Կոմպարատորի փոխանաջատումը կատարվում է, եթե VT5 և VT6 տրանզիստորների կոլեկտորների պոտենցիալները մեծ  են ընդհանուր ելուստի պոտենցիալից Uբէ  մեծությամբ: Կոմպարատորը նորմալ աշխատում է U<sub>մ</sub> > - 0.3 Վ լարումով: VT8 տրանզիստորի կոլեկտորն ազատ է կոմպարատորի ֆունկցիոնալ հնարավորությունները մեծացնելու առումով: VT8-ի կոլեկտորի և սնման լարման միջև միացնելով համեմաբար հզոր բեռ` վերջինիս կարելի է կառավարել:    

Դիտարկենք ինտեգրալ կոմպարատորի մի քանի կիրառություններ:

>>

4.12.4. Երկշեմ կոմպարատորներ

Երկշեմ կոմպարատորի սխեման (նկ.37,ա) բաղկացած է DA1, DA2 կոմպարատորներից, որոնց ելքային U3, U4 լարումները տրվում են DD1 տրամաբանական բազմապատկիչի մուտքերին:

Տրամաբանական տարրի ելքում բարձր մակարդակ է միայն այն դեպքում, երբ երկու մուտքերում բարձր մակարդակներ են (նկ.4.37): Այդպիսի կառուցվածք ունի μA711 (521CA1) մակնիշի ինտեգրալ կոմպարատորը:      

Երկշեմ կոմպարատորի սխեման 1401CA մակնիշի միկրոսխեմայի կիրառումով, որը բաղկացած է չորս միաշեմ կոմպարատորներից բերված է նկ.4.38,ա-ում: R4-ը բեռն է, միացված կոմպարատորների ելքերի տրանզիստորների բաց կոլեկտորների և սնման E լարման աղբյուրի միջև:

Կոմպարատորի շեմային լարումները ընտրվում են R1, R2, R3 դիմադրությունների միջոցով` համաձայն հետևյալ արտահայտությունների`

U_մ < U₁ և U_մ > U₂ լարումների դեպքում կոմպարատորների ելքային տրանզիստորները փակ են: Քանի որ R4-ը միացված է սնման լարման աղբյուրին, ելքում ունենք բարձր մակարդակ: Մյուս դեպքերում տրանզիստորներից մեկը բաց է, և ելքում ցածր մակարդակ է:

>>

4.12.5. Զրոյի հետ հատման դետեկտոր (Զրո-տարր)

Կոմպարատորը կարող է օգտագործվել հարմոնիկ տատանումները համաչափ ուղղանկյուն իմպուլսների կերպափոխման համար: Նման կերպափոխում կարող է իրականացվել զրոյի հետ հատման դետեկտորներ, կամ զրո-տարրեր կոչվող սարքերի միջոցով: Նկ.4.38,բ-ում բերված է միաբևեռ սնումով և բաց կոլեկտորով կոմպարատորով  զրո-տարրի սխեման: R4, R5 ռեզիստորներով կազմված լարման բաժանիչը ապահովում է հենակային U₁ լարումը կոմպարատորի շրջող մուտքում:

  Եթե ընտրված է R1+R2=R5 և R3=R4 կոմպարատորի փոխանջատումը տեղի ունի U_մ = 0 դեպքում, երբ U₂  -ը հավասարվում է U₁-ին: Դրական հետադարձ կապի R6 ռեզիստորը ընտրվում է շատ մեծ R5 -ի համեմատ (R6 = 2000R5), որպեսզի կոմպարատորի  անցողիկ  բնութագծի  հիստերեզիսը  լինի  նվազագույնը (սովորաբար փոքր 10մՎ-ից): VD1 դիոդը սահմանափակում է շրջող մուտքում բացասական լարման մեծությունը (< - 0.1Վ-ից):

>>

4.12.6. Տարաբևեռ լարումների համեմատող սխեմա

Բացարձակ հավասար արժեքներով երկու տարաբևեռ լարումների համեմատումը կարող է իրականացվել նկ.4 39-ում բերված սխեմայով:  

Վերադրման եղանակով շրջող մուտքում լարումը կորոշվի հետևյալ հավասարումով`

Հաշվի առնելով, որ կոմպարատորը շրջվում է  U₃ ≈ 0 դեպքում  կստանանք`

R1=R2 պայմանի դեպքում U₁ =-U₂: Դա նշանակում է, որ սխեման համեմատում է տարաբևեռ լարումների բացարձակ արժեքները: Դիոդային միացումով VT տրանզիստորը պաշտպանում է կոմպարատորի մուտքը բացասական գերլարումներից, ինչը անհրաժեշտ է մեկ սնման լարման դեպքում: Սխեմայի ելքային լարումը ընդունում է բարձր մակարդակ (U_ե = E), երբ դրական մուտքային լարումը բացարձակ արժեքով փոքր է բացասական մուտքային լարումից:

Կոմպարատորների այլ կիրառություններ կդիտարկենք համապատասխան բաժիններում:

>>

4.13. Լարման մակարդակի սահմանափակիչներ

Լարման մակարդակի սահմանափակիչներ կոչվում են այն սարքերը, որոնց ելքային լարումը մնում է անփոփոխ, երբ մուտքային լարումը ա) գերազանցում է U₁ շեմային լարումը, բ) փոքրանում է U₂ շեմային լարումից, գ) մեծ է U₁-ից և փոքր U₂-ից, իսկ մուտքային լարման մյուս արժեքների դեպքում կրկնում է մուտքային լարումը: Առաջին դեպքում ունենք սահմանափակում վերևից, երկրորդ դեպքում՝ ներքևից, երրորդ դեպքում՝ երկկողմանի սահմանափակում: Վերևից, ներքևից և երկկողմանի սահմանափակիչների փոխանցման բնութագծերը բերված են նկ.4.40 ա, բ, գ-ում` համապատասխանաբար: Կախված սահմանափակիչին ներկայացվող պահանջներից՝ դրանք կառուցվում են դիոդներով, ստաբիլիտրոններով կամ դիոդներով ԻԳՈՒ-ներով և ստաբիլիտրոններով ու ԻԳՈՒ-ներով:

>>

4.13.1. Դիոդային սահմանափակիչներ

Դիոդային սահմանափակիչում դիոդը կարող է միացվել բեռին հաջորդաբար կամ զուգահեռ: Դիտարկենք դիոդի հաջորդաբար միացումով սահմանափակիչի սխեման (նկ.4.41,ա): Սխեմայում Rգ-ն՝ մուտքային U_մ լարման աղբյուրի ներքին դիմադրությունն է, E₀-ն՝ լարման աղբյուրը, որի միջոցով տրվում է սահմանափակման մակարդակը: VD1-ի բաց վիճակում մուտքային լարումը հաղորդվում է ելք, իսկ փակ վիճակում՝ ոչ: Նկ.4.41,ա-ից վերադրման եղանակով ելքային լարման համար կստանանք հետևյալ հավասարումը`

որտեղ R_դ-ն դիոդի դիմադրությունն է: Դիոդի բաց վիճակում (R_գ+R_դ)<<R   և ելքային լարման համար կարող ենք գրել`U<sub>ե</sub> ≈ U<sub>մ</sub>: Փակ դիոդի դեպքում    Այսինքն՝ բաց դիոդի դեպքում ելք է հաղորդվում մուտքային լարումը, իսկ փակ դիոդի դեպքում` E₀ լարումը: Ընդունելով, որ դիոդը բացվում է, երբ անոդի պոտենցիալը մեծ կամ հավասար է կատոդի պոտենցիալին, եզրակացնում ենք, որ դիոդը բացվում է U_մ < E₀ արժեքների դեպքում և փակվում է U_մ > E₀  արժեքների դեպքում:

 Հետևաբար սահմանափակիչի ելքային լարումը փոփոխվում է նկ.4.41.ա-ում բերված տեսքով, այսինքն` սահմանափակումը վերևից է: Փոփոխելով E<sub>0</sub> -ի մեծությունը՝ կարող ենք փոփոխել սահմանափակման մակարդակը (ելքային լարման տեսքը պատկերված է, ընդունելով, որ Uդ = 0): Փոխելով դիոդի միացման ուղղությունը՝ կստանանք ներքևից սահմանափակիչի սխեման (նկ.4.41,բ): Այստեղ դիոդը բացվում է, երբ անոդի պոտենցիալը մեծ կամ հավասար է կատոդի պոտենցիալին: Հետևաբար, U<sub>մ</sub><E<sub>0</sub> լարումների դեպքում դիոդը փակ է և ելք է հաղորդվում E<sub>0</sub>-ն, իսկ  U<sub>մ</sub> >E<sub>0</sub>  արժեքների դեպքում դիոդը բացվում է, և ելք է անցնում U<sub>մ</sub> - ը: Երկկողմանի սահմանափակիչի սխեման ստացվում է դիտարկված երկու սխեմաների հաջորդաբար միացումով (նկ.4.42): Այստեղ U<sub>մ</sub> < E<sub>01</sub> արժեքների դեպքում VD1-ը փակ է, VD2-ը բաց է, և ելք է հաղորդվում E<sub>01</sub> լարումը: U<sub>մ</sub> >E<sub>01</sub> արժեքների դեպքում երկու դիոդներն էլ բաց են, և ելք է անցնում U<sub>մ</sub> լարումը: U<sub>մ</sub> >E<sub>02</sub> արժեքների դեպքում VD1-ը բաց է, VD2-ը փակ է, ելք է հաղորդվում E<sub>02</sub> լարումը: Սահմանափակումը  ներքևից E<sub>01,</sub> և վերևից` E₀₂ մակարդակներում է:

 Իմպուլսային սարքերում սահմանափակիչի մուտքում սովորաբար գործում են ուղղանկյուն իմպուլսներ (նկ.4.43): Այդ դեպքում պետք է հաշվի առնել դիոդի C1 և բեռի C2 ունակությունների ազդեցությունը ելքային լարման վրա: Պարզեցման նպատակով ընդունենք, որ մուտքում միացված է իդեալական լարման աղբյուր (R_գ=0), և սահմանափակումը կատարվում է E₀ = 0 մակարդակում:

Սահմանափակիչի ելքային լարման վրա ազդում են դիոդի C1 և բեռի C2 ունակությունները (նկ.4.43): Սահմանափակիչի մուտքում t = t₁ պահին ունենք լարման դրական թռիչք, որի դեպքում դիոդով  հոսանքը փոքր է, և ելքում լարումը որոշվում է ունակություններով կազմված լարման բաժանիչով հետևյալ հավասարումով՝

որտեղ  Um = Um1 + Um2,      KC = C1/(C1+C2):

Այնուհետև t₁ - ից t₂ ժամանկահատվածում տեղի է ունենում C1, C2 կոնդենսատորների լիցքավորում, որը մուտքային ինպուլսի մեծ տևողության ընթացքում ավարտվում է ավելի շուտ (նկ.4.43): Մուտքային ինպուլսի ավարտի պահին, քանի որ դիոդը բաց է, ելքում լարումն ընդունում է  Uեm = RUm1 / (R+Rդ ) արժեքը:   

Այսպիսով C1, C2 ունակություններն աղավաղում են ելքային իմպուլսի գագաթը և ճակատները: Դրանց ազդեցությունը թուլացնելու համար պետք է օգտագործել փոքր ունակությամբ դիոդ և բեռ:               

Անցնենք դիոդի զուգահեռ միացումով սահմանափակիչների դիտարկմանը:  Վերևից  սահմանափակիչի սխեման բերված է նկ.4.44-ում: 

   Սահմանափակումն առկա է դիոդի բաց վիճակում, երբ վերջինիս դիմադրությունը  շատ  փոքր է,  և հոսանքի փոփոխությունը էական ազդեցություն չունի դիոդի վրա լարման անկման վրա: Մուտքային լարման փոփոխության պատճառով հոսանքի փոփոխությունը հանգում է սահմանափակման R դիմադրության վրա լարման անկման փոփոխությանը, իսկ ելքային լարումը մնում է անփոփոխ: Օգտվելով վերադրման մեթոդից՝ սահմանափակիչի ելքային լարման համար կարող ենք գրել հետևյալ արտահայտությունը՝

Մուտքային լարման U_մ < E₀ արժեքների դեպքում դիոդը փակ է, և արժեքների դեպքում դիոդը բաց է, և առկա է Rդ << Rգ+R պայմանը և       Հետևաբար, սխեման իրականացնում է սահմանափակում վերևից: Ներքևից սահմանափակիչի սխեման կարող ենք ստանալ՝  փոխելով դիոդի միացման ուղղությունը (նկ.4.45): Այս սխեմայում դիոդը բաց է U_մ < E₀ լարումների դեպքում և ելք է փոխանցվում E₀  լարումը: U_մ >E₀ արժեքների դեպքում դիոդը փակ է, և

   Դիոդի զուգահեռ միացումով երկկողմանի սահմանափակիչում միացվում են VD1,VD2 դիոդները հակառակ ուղղություններով, և E₀₁, E₀₂ լարման աղբյուրները (նկ.4.46): լարումների  դեպքում երկու դիոդներն էլ փակ են և ելք է հաղորդվում մուտքային լարումը:

արժեքների դեպքում VD2-ը բաց է,  VD1-ը փակ,  և ելք է հաղորդվում E₀₂ -ը: արժեքների դեպքում բաց է VD1-ը, փակ է VD2-ը, և ելք է հաղորդվում E₀₁ -ը: Փոփոխելով E₀₁ և E₀₂ լարումների միացման բևեռականությունը և արժեքները՝ կարող  ենք ստանալ տարբեր տեսքերի երկկողմանի սահմանափակումներ (նկ.4.46): Մասնավոր դեպքում վերցնելով կարող ենք սինուսոիդային լարումից ձևավորել ուղղանկյուն իմպուլսներ:

Անցողիկ պրոցեսները դիոդի զուգահեռ միացումով սահմանափակիչում պայմանավորված են դիոդի և բեռի ունակություններով (C=Cդ + Cբ): Սահմանափակիչի համարժեք սխեման բերված է նկ.4.47-ում (պարզության համար ընդունում ենք Rգ=0, E₀=0): 

  Ենթադրենք մուտքին տրվում է լարման ուղղանկյունաձև իմպուլս (նկ.4.47): Մինչ t₁ պահը C-ն լիցքավորված է մուտքային Um2 լարումով: Երբ t₁ պահին լարումը թռիչքաձև փոխվում է, C-ի դիմադրությունը շատ փոքր է, հետևաբար թռիչքն ընկնում է Ru–ի վրա և ելք չի հաղորդվում (նկ.4.47): Ժամանակի t₂ - t₁ տեղամասում C- ն վերալիցքվորվում է Um1 լարումով: C-ի վրա լարման բևեռականությունը փոխվում է: Երբ այդ լարումը հավասարվում է դիոդի բացման լարմանը, այն բացվում է, և ունակության հետագա լիցքավորումն ընդհատվում է: Ժամանմակի t₃ պահին մուտքում նորից թռիչք է, այն ելք չի հաղորդվում: Այնուհետև C-ն լիցքավորվում է Um2 լարումով, և դիոդը փակվում է:

Այսպիսով եզրակացնում ենք, որ ինչպես դիոդի հաջորդական, այնպես էլ զուգահեռ միացման դեպքում լարման ամպլիտուդի սահմանափակմանը զուգընթաց իմպուլսի ճակատներն աղավաղվում են: Աղավաղումները փոքր են, եթե օգտագործվում են իմպուլսային դիոդներ:

Որոշ սխեմաներում սահմանափակիչի մուտքին լարումը տրվում է բաժանիչ կոնդենսատորի միջոցով, որի պատճառով սահմանափակման մակարդակը փոփոխվում է: Դա պայմանավորված է նրանով, որ իմպուլսի առկայության դեպքում կոնդենսատորի լիցքավորման ժամանակ վերջինում կուտակվում են լիցքեր: Դադարի ընթացքում լիցքերի քանակը նվազում է: Դիոդի միացման դեպքում ոչ գծային բնութագծի պատճառով դադարի ընթացքում լիցքերի քանակի նվազումը ավելի դանդաղ է տեղի ունենում, քան իմպուլսի ընթացքում դրանց կուտակումը: Արդյունքում կոնդենսատորի վրա առաջանում է հաստատուն լարում, որը  և  փոխում է սահմանափակման մակարդակը: Այդ լարման առաջացման երևույթն անվանում են դինամիկ շեղում: Դիտարկենք դինամիկ շեղումը նկ.4.48-ում պատկերված սխեմայի օրինակով: Սխեմայում C-ն բաժանիչ կոնդենսատոր է, որով U_մ-ը տրվում է սահմանափակիչին: Դիոդի բացակայության դեպքում, երբ մուտքային լարման արժեքը դրական է, C-ն լիցքավորվում է, իսկ երբ բացասական է` լիցքաթափվում է: Եթե դինամիկ շեղումը բացակայում է, քանի որ լիցքավորումը և լիցքաթափումը  կատարվում  են միևնույն շղթայով և հավասար ամպլիտուդով լարումներից:

Դիոդի առկայության դեպքում C-ն լիցքավորվում է դրական լարման ընթացքում, երբ դիոդը բաց է: Լիցքավորման ժամանակի հաստատունն ունի  արժեքը, լիցքաթափման ժամանակ դիոդը փակ է, և ժամանակի հաստատունն ունի արժեքը (դիոդի դիմադրությունը անտեսում ենք, քանի որ բաց վիճակում այն փոքր է, իսկ փակ վիճակում` շատ մեծ): Ժամանակի հաստատունների համեմատությունից բխում է, որ , հետևաբար սիմետրիկ մուտքային լարման դեպքում C-ի վրա կառաջանա հաստատուն UC_մ բաղադրիչը (նկ.4.48), որը շեղում է ելքային լարումը 0-ի նկատմամբ: Որոշ  սխեմաներում այդ շեղումն օգտագործվում է սահմանափակիչի ելքում սկզբնական հաստատուն լարում ստանալու համար, և նման սահմանափակիչը կոչվում է մակարդակի սևեռիչ:

>>

4.13.2. ԻԳՈՒ-ի և դիոդների կիրառումով սահմանափակիչներ

Դիոդային սահմանափակիչերն ունեն երեք հիմնական թերություն: Նախ շրջապատի ջերմաստիճանի փոփոխությունից փոփոխվում է սահմանափակման հաշվարկային մակարդակը, մյուս կողմից՝ լարման ցածր մակարդակների սահմանափակումն անհնարին է դիոդի վրա լարման անկման պատճառով, և վերջապես՝ միևնույն մակնիշի դիոդներն ունեն տարբեր ահմանափակման մակարդակներ՝ բնութագծերի ոչ նույնության պատճառով:

Նշված թերությունները զգալիորեն վերացված են ԻԳՈՒ-ներով և դիոդներով սահմանափակիչներում: Դիտարկենք այդպիսի սահմանափակիչների սխեմաները:

ԻԳՈՒ-ի հետադարձ կապի շղթայում ռեզիստորային լարման բաժանիչով սահմանափակիչներ: ԻԳՈՒ-ի հետադարձ կապի շղթայում ռեզիստորային լարման բաժանիչով սահմանափակիչի սխեման և բնութագիծը բերված են նկ.4.49-ում: R2 ռեզիստորի միջոցով ուժեղարարում մտցվում է բացասական հետադարձ կապ: Հետադարձ կապի շղթայում միացվում է նաև VD1 դիոդը, որին կիրառվում է լարում՝ E₁ աղբյուրից R3, R4 ռեզիստորներից բաղկացած լարման բաժանիչով Մուտքային  լարման U_մ  < U₁ արժեքների դեպքում  (U₁ - ը շեմային լարումն է,   որից սկսում է սահմանափակումը) VD1-ը փակ է: R2 - ին զուգահեռ միացվում է R3 + Rդ դիմադրությունը,որը շատ մեծ է R2-ից,  հետևաբար այն չի ազդում սխեմայի աշխատանքի վրա:

Սահմանափակիչն աշխատում է շրջող մասշտաբային  ուժեղարարի ռեժիմում, և մուտքային  լարումն  ուժեղացվելով K₁ = - R2 / R1 գործակցով` հաղորդվում է ելք: Երբ մուտքային U<sub>մ</sub>  լարումը գերազանցում է U<sub>1</sub> շեմային լարմանը, VD1 դիոդը բացվում է, և R2-ին զուգահեռ է միանում R3-ը` բաց դիոդի փոքր Rդ դիմադրության միջոցով: Այժմ սխեմայի ուժեղացման գործակիցը որոշվում է հետևյալ արտահայտությամբ՝         

Անտեսելով Rդ-ն ուժեղացման գործակցի համար կստանանք՝

Սահմանափակում ստանալու նպատակով վերցվում է R3<<R2, և  այդ դեպքում ստացվում է այսինքն՝ դիոդի բացման պահից ելքային լարումը մնում է համարյա անփոփոխ (նկ.4.49):

Որոշենք սահմանափակման արժեքի և սխեմայի տարրերի պարամետրերի կապը: Այդ նպատակով գրենք դիոդի վրա լարման արտահայտությունը: Դիոդի անոդին կիրառված է ԻԳՈՒ-ի մուտքային U լարումը, որը ԻԳՈՒ-ի մեծ ուժեղացման գործակցի պատճառով շատ փոքր է Դիոդի կատոդի Uա լարումը որոշում ենք վերադրման մեթոդով, որն արտահայտվում է հետևյալ հավասարումով՝

Դիոդի վրա լարումը բացման պահին որոշվում է հետևյալ հավասարումով՝

Հաշվի առնելով, որ դիոդի բացման պահին , վերջին հավասարումից սահմանափակման մակարդակի համար կստանանք հետևյալ արտահայտությունը`            

Վերջին հավասարումից երևում է, որ R3, R4 դիմադրությունների ընտրումով կարող ենք սահմանափակիչի ելքում ապահովել պահանջվող սահմանափակման մակարդակը:

Դիտարկված սահմանափակիչի թերությունն այն է, որ U_մ>U₁ արժեքների դեպքում ելքային U_ե լարումը հաստատուն չի մնում (նկ.4.49), այլ որոշ չափով փոփոխվում է: Այդ թերությունը կարելի է վերացնել` ընտրելով R3<<R2, քանի որ այդ դեպքում համաձայն (4.60)-ի, ուժեղացման գործակիցը մոտավորապես զրո է: Սակայն R3-ի փոքրացումը հանգեցնում է փոքրացմանը, իսկ դա չի ապահովում պահանջվող սահմանափակման մակարդակը:

Սահմանափակում վերևից կստանանք՝ փոփոխելով դիոդի միացման ուղղությունը և E₁ լարման միացման բևեռականությունը (նկ. 4.50): Այստեղ U_մ > U₂ արժեքների դեպքում VD2 դիոդը փակ է, և սխեման աշխատում է ուժեղարարի ռեժիմում: Մուտքային լարումն ուժեղանում է K₁=-R2/R1 գործակցով և հաղորդվում է ելք: U_մ <U₂ արժեքների դեպքում VD2- ը բացվում է, և R5 - ը  միանում  է  R2- ին զուգահեռ:

Ուժեղացման գործակիցը փոքրանում է և ընդունում է արժեքը: (R5+Rդ) << R2-ի դեպքում  և ելքային լարումը փոփոխվում է աննշան չափով (նկ.4.50): Սահմանափակման  մակարդակը որոշվում է նույն եղանակով, ինչ որ ներքևից սահմանափակման դեպքում և հավասար է՝   

Գործնական մեծ կիրառություն են գտնում երկկողմանի սահմանափակիչները: Երկկողմանի սահմանափակիչի սխեման ստացվում է վերևից և ներքևից սահմանափակիչների սխեմաների համատեղումից (նկ.4.51): Սխեմայի աշխատանքի էությունը հետևյալն է: Մուտքային ազդանշանների U₂ < U_մ < U₁ արժեքների դեպքում դիոդները փակ են: Սխեման աշխատում է մասշտաբային ուժեղարարի ռեժիմում, և մուտքային լարումն ուժեղանում է K₁ = - R2 / R1 գործակցով: U_մ >U₁ արժեքների դեպքում VD1-ը բացվում է, իսկ VD2-ը մնում է փակ: R3 ռեզիստորը միանում է զուգահեռ R2-ին, և ստանում ենք սահմանափակում ներքևից: U_մ<U₂ արժեքների դեպքում բացվում է VD2-ը, իսկ VD1-ը՝ փակ է: Ունենք սահմանափակում վերևից:   ելքային լարումները որոշվում են (4.61) և (4.62) հավասարումներով:

Դիտարկված սահմանափակիչներն ունեն թերություններ: Սահմանափակման ռեժիմում   լարումները հաստատուն չեն: Բացի այդ, շրջապատի ջերմաստիճանի փոփոխությունից փոփոխվում է դիոդի վրա լարման անկումը, որը բերում է ելքային լարման փոփոխման: Սակայն այս սխեմաներն ունեն մի կարևոր առավելություն, դա ելքային սահմանափակման լարման  կարգավորման հնարավորությունն է, որը իրականացվում է R3...R6 դիմադրությունների ընտրությամբ:

>>

4.13.3. ԻԳՈՒ-ի հետադարձ կապի շղթայում   ստաբիլիտրոններով սահմանափակիչներ

ԻԳՈՒ-ի հետադարձ կապի շղթայում ռեզիստորային լարման բաժանիչով սահմանափակիչներում  ելքային  սահմանափակման լարումն ապահովվում է լարման բաժանիչի և E լարման աղբյուրի միջոցով:

Սխեմայի պարզեցման նպատակով որոշ դեպքերում լարման բաժանիչը փոխարինվում է ստաբիլիտրոնով: Այդպիսի միակողմանի սահմանափակման սխեման բերված է նկ. 4.52-ում: ԻԳՈՒ-ի հետադարձ կապի շղթայում VD2 դիոդին հաջորդաբար միացված է VD1 ստաբիլիտրոնը: Մուտքային լարման U_մ>U₂  արժեքների դեպքում VD2 դիոդը փակ է: Ուժեղացման գործակիցն ունի K₁ = - R2 /R1 արժեք, և U_մ-ը ուժեղանալով K₁ անգամ հաղորդվում է ելք: U_մ <U₂ արժեքների դեպքում VD2 դիոդը բացվում է, VD1 ստաբիլիտրոնով հոսանք է անցնում, նրա վրա լարումը հավասարվում է կայունացման լարմանը և մնում է անփոփոխ: Ուժեղացման գործակիցն ընդունում է հետևյալ արժեքը՝

 Քանի որ R_u և R_դ դիմադրությունները շատ փոքր են, լարումը կորոշվի հավասարումից, հաշվի առնելով, որ Սահմանափակում ներքևից կարելի է ստանալ՝ շրջելով դիոդի և ստաբիլիտրոնի միացման ուղղությունները, և կստանանք`

Երկկողմանի սահմանափակիչի սխեման բերված է նկ. 4.53 -ում: Սխեմայի հետադարձ կապի շղթայում միացված են VD1, VD2 ստաբիլիտրոնները հակառակ ուղղություններով:

Մուտքային ազդանշանի բացասական արժեքների դեպքում  VD2 ստաբիլիտրոնին կիրառվում է ուղիղ լարում, այն աշխատում է դիոդի ռեժիմով: VD1-ին տրվում է հակառակ լարում: Սխեման ընդունում է նկ.4.52-ի տեսքը և աշխատում է վերևից սահմանափակման ռեժիմով: Մուտքային ազդանշանի դրական արժեքների դեպքում VD1-ը բաց է VD2-ին կիրառված է հակառակ լարում, այն աշխատում է ստաբիլիտրոնի ռեժիմում, իսկ սխեման` ներքևից սահմանափակիչի ռեժիմում: ԻԳՈՒ-ի հետադարձ կապի շղթայում ստաբիլիտրոնով սահմանափակիչն օժտված է մի թերությամբ: Ելքային սահմանափակման լարման արժեքն այստեղ պայմանավորված է ստաբիլիտրոնի կայունացման Uս  լարումով, և այն հնարավոր չէ կարգավորել:

Սահմանափակման` իրարից տարբերվող և մակարդակներ ստանալու համար սխեմայում պետք է միացվեն տարբեր Uս  կայունացման լարումներով ստաբիլիտրոններ:

>>

4.13.4. Ճշգրիտ սահմանափակիչներ

Դիտարկված սահմանափակիչներում սահմանափակման որակը պայմանավորված է ԻԳՈՒ-ի հետադարձ կապի շղթայում օգտագործվող տարրերի (դիոդների, ստաբիլիտրոնների) դիմադրությունների, վերջավոր (ոչ զրոյական) արժեքով, և շրջապատի ջերմաստիճանի փոփոխությունից դրանց պարամետրերի փոփոխմամբ:

Նկ. 4.54-ում բերված է ճշգրիտ կամրջակային սահմանափակիչի սխեման: Այստեղ ԻԳՈՒ-ի հետադարձ կապն իրականացվում է դիոդային կամրջակով (VD1,VD2,VD3,VD4): Սահմանափակման   մակարդակները իրականացվում են E₁, E₂ լարման աղբյուրների և R3, R4 ռեզիստորների միջոցով: R1, R2 ռեզիստորների ընտրմամբ ապահովվում է անհրաժեշտ ուժեղացման գործակիցը:

Մուտքային լարման արժեքների դեպքում բ և դ կետերում լարումներն ունեն այնպիսի արժեք, որ դիոդները բաց են: Դիոդների միջոցով ա-ն միացվում է գ-ին, և սխեման աշխատում է չշրջող մասշտաբային ուժեղարարի ռեժիմով: Մուտքային լարումն ուժեղանում է K= (1+ R2 / R1) գործակցով:

U_մ >U₁ արժեքների դեպքում Uա-ն գերազանցում է Uբ-ին, հետևաբար VD1, VD4 դիոդները փակվում են, իսկ VD2, VD3 դիոդները մնում են բաց: VD2 բաց դիոդով ելք է հաղորդվում Uբ լարումը: U_մ<U₂ արժեքների դեպքում, երբ U_ա<Uդ, փակվում են VD2, VD3 դիոդները, իսկ VD1, VD4 դիոդները մնում են բաց: Այժմ ելք է հաղորդվում  Uդ-ն VD4-ով:

Այսպիսով,  մուտքային լարման U₂<U_մ<U₁ արժեքների դեպքում U_ե=U_ա=(1+R2 / R1)U_մ,  իսկ U_մ >U₁ դեպքում U_ե=Uբ և U_մ<U₂ -ի դեպքում՝ : Քանի որ U₁ <U_մ< U₂ արժեքների դեպքում ելքային լարումը որոշվում է բ և դ կետերի լարումներով, որոշենք դրանց մեծությունները: VD1, VD4 դիոդների փակ վիճակում, անտեսելով VD2-ի վրա լարման անկումով, Uբ-ի համար կարող ենք գրել հետևյալ հավասարումը՝

Uդ-ն որոշում ենք VD2, VD3 դիոդների փակ և VD1, VD4 դիոդների բաց վիճակում՝ անտեսելով VD4 - ի վրա լարման անկումը՝    

Ստացված հավասարումները ցույց են տալիս, որ մուտքային լարման U₁<U_մ<U₂ արժեքների դեպքում ելքային U_ե=U_բ և U_ե=U_դ լարումները մնում են անփոփոխ: Քանի որ E₁, E₂  լարումները  հաստատուն են  սահմանափակման մակարդակներն ավելի կայուն են, քան նախորդ սխեմաներում:

>>

4.14. Ակտիվ զտիչներ

4.14.1. Ընդհանուր  դրույթներ

Զտիչը կիրառվում է մուտքային բարդ տարրապատկերով (սպեկտրով) էլեկտրական ազդանշանից, հաճախությունների տրված տիրույթում գտնվող տատանումների թողանցման, և այդ տիրույթից դուրս  գտնվող տատանումների ելք հաղորդման արգելակման նպատակով: 

Զտիչի ելք հաղորդվող տատանումների հաճախությունների տիրույթը, կոչվում է թողանցման շերտ, իսկ  հաճախությունների տիրույթը, որտեղ զտիչն արգելում է հաղորդումը ելք` արգելման գոտի:

Զտիչները բաժանվում են երկու խմբի` պասիվ և ակտիվ: Պասիվ զտիչներում ուժեղացնող տարրերը բացակայում են: Դրանք կառուցվում են պասիվ տարրերով` ռեզիստորներով և կոնդենսատորներով RC, կամ ռեզիստորներով և ինդուկտիվություններով LC զտիչներ:

Ակտիվ զտիչներում օգտագործվում են ուժեղարարներ: Ուժեղարարների կիրառումը ապահովում է զտիչներում հաճախությունների  թողանցման շերտում ազդանշանի ուժեղացում, ինդուկտիվությունների կիրառման բացառում (ինդուկտիվությունների պատրաստման համար միկրոսխեմաներում պահանջվում են բարդ տեխնոլոգիաներ) և փոքր չափսեր:  Միաժամանակ   ուժեղարարների կիրառումը  պահանջում  է սնման լարման աղբյուր, փոքրացնում է հուսալիությունը, առաջանում են լրացուցիչ ոչ գծային աղավաղումներ: Սակայն փոքր չափսերը և պատրաստման ինտեգրալ տեխնոլոգիաների ավտոմատացումը ակտիվ զտիչների կիրառումը դարձրել է գերադասելի` պասիվ զտիչների համեմատ: 

Ըստ հաճախությունների թողանցման և արգելման գոտիների դասավորության զտիչները բաժանվում են`

          1. Ցածր հաճախությունների (նկ.4.55,ա), որոնք ելք են հաղորդում ω=0–ից մինչև ω_կ կտրման անկյունային հաճախության ազդանշանները և արգելում են ω_կ-ից մեծ հաճախության ազդանշանների անցմանը ելք:

          2. Բարձր հաճախությունների (նկ.4.55,բ), որոնք ելք են հաղորդում ω_կ կտրման անկյունային հաճախությունից մեծ հաճախության ազդանշանները և արգելում են ω_կ-ից փոքր հաճախության ազդանշանների անցմանը ելք:

          3. Շերտային հաճախությունների (նկ.4.51,գ), որոնք ելք են հաղորդում ω₁-ից  ω₂ տիրույթում գտնվող հաճախության ազդանշանները և արգելում են ω₁-ից փոքր և ω₂-ից մեծ հաճախության ազդանշանների անցմանը ելք:

          4. Ռեժեկտորային (նկ.4.55,դ), որոնք ելք են հաղորդում ω = 0–ից ω₁  և ω₂–ից մեծ հաճախության ազդանշանները և արգելում են ω₁ -ից ω₂ տիրույթում գտնվող հաճախության ազդանշանների անցմանը ելք:

Զտիչների  իրական  ամպլիտուդա - հաճախական  բնութագծերը բեկյալ գծեր չեն: Այդ պատճառով դրանց  գործնական իրականացումը հայտնի տարրերով հնարավոր չէ      (կոնդենսատորների լիցքավորումը և լիցքաթափումը կատարվում է էքսպոնենտի օրենքով:

Զտիչների նախագծման ժամանակ  ամպլիտուդա- հաճախական բնութագիծը (փոխանցման ֆունկցիան) փոխարինվում է հայտնի տարրերով իրականացվող  բեկյալ գծով: Այնուհետև նախագծումը կատարվում է հետևյալ հաջորդականությամբ`

     1.Կազմվում է զտիչի մաթեմատիկական մոդելը (փոխանցման ֆունկցիան), որը բավարարում է նախագծման պահանջներին: Դա կոչվում է փոխանցման ֆունկցիայի մոտարկում (ապրոկսիմացում):

     2. Ընտրվում է զտիչի մոդելի իրականացման սկզբունքը, գնահատվում են սպասվող արդյունքները  և անհրաժեշտության դեպքում կատարվում մոդելի ճշգրտում:

     3. Կատարվում է մոդելի հաշվարկ` ելնելով զտիչին առաջադրված պահանջներից: 

Շղթաների տեսությունից հայտնի է, որ կենտրոնացված պարամետրերով տարրերով շղթաների իրականացման դեպքում, փոխանցման ֆունկցիան պետք է ներկայացվի բազմանդամների հարաբերությամբ`       

Փոխանցման ֆունկցիան միանշանակ բնորոշվում է զրոներով և բևեռներով: Ֆունկցիայի բևեռների թվով որոշվում է զտիչի կարգը (առաջին, երկրորդ …,n-երորդ):

Պարզագույն  դեպքում փոխանցման ֆունկցիայի համարիչը հաստատուն մեծություն է: Նման զտիչը անվանում են պոլինոմինալ զտիչ:

Զտիչների ամպլիտուդա - հաճախական բնութագծի մոտարկման համար մեծ կիրառություն են գտել Չեբիշևի, Բեսելի, Կաուերի Բատերվորտի և այլոց բազմանդամները:

Դիտարկենք զտիչների նախագծման ժամանակ մեծ կիրառություն գտած մոտարկման եղանակները:      

>>

4.14.2. Ցածր հաճախական զտիչներ

Պարզագույն RC զտիչի սխեման բերված է նկ. 4.56- ում: Այդ զտիչի փոխանցման ֆունկցիան որոշվում է W(s)=1/(1+sRC) արտահայտությամբ: Փոխարինելով s-ը jω-ով` կստանանաք զտիչի հաճախական բնութագիծը` W(jω) = 1/( 1+ jωRC):

Բոլոր զտիչների նախագծման ընդհանուր եղանակ մշակաման նպատակով ավելի հարմար է s կոմպլեքս փոփոխականը փոխարինել չափորոշված փոփոխականով: հարաբերությունը կոչվում է զտիչի չափորոշված անկյունային հաճախություն:

Զտիչի կտրման  հաճախությունը հավասար է 1 / RC,  հետևաբար S = sRC և զտիչի փոխանցաման ֆունկցիան կլինի ՝

Օգտվելով փոխանցման ֆունկցիայի վերջին արտահայտությունից` զտիչի չափորոշված փոխանցման գործակցի համար կարող ենք գրել`    

Ω >>1, այսինքն զտիչի մուտքային ազդանշանի  ω  հաճախության կտրման ω_կ հաճախությունից շատ մեծ արժքների դեպքում (Ω >>ω_կ ) կստանանք│W(jΩ)│=1/Ω: Դա նշանակում է, որ հաճախության մեծացումից զտիչի փոխանցման գործակիցը փոքրանում է 20դԲ/դեկ-ով:

Զտիչի փոխանցման գործակցի նվազման ավելի մեծ արագություն կարող է ապահովվել n թվով պասիվ RC զտիչների միացումը Այդ դեպքում զտիչի փոխանցման ֆունկցիան`

որտեղ a₁, a₂, . . , a_n - ը դրական իրական գործակիցներ են: Վերջին հավասարումից երևում է, որ Ω >>1 դեպքում W(j Ω)│=1/Ωⁿ :      

Ցածր հաճախական զտիչների փոխանցման ֆունկցիան, ընդհանուր դեպքում, կարող է նկարագրվել հետևյալ կերպ`

որտեղ c₁, c₂, . . . , c_n-ը դրական իրական գործակիցներ են, K₀-ն զտիչի ուժեղացման գործակիցն է զրո հաճախության դեպքում: Զտիչի կարգը որոշվում է  S-ի առավելագույն արժեքով: Զտիչի նախագծման ժամանակ անհրաժեշտ է հայտարարի բազմանդամն արտահայտել բազմապատկիչների արտադրյալով: Եթե բազմանդամի զրոների թվում կան կոմպլեքսայիններ, ապա  հնարավոր չէ (4.70)-ը կիրառել: Նման դեպքերում անհրաժեշտ է այն ներկայացնել քառակուսային եռանդամների արտադրյալով`

որտեղ a_i և b_i գործակիցները դրական իրական թվեր են:

Վերջին արտահայտությունը ցույց է տալիս, որ բոլոր պոլունոմինալ զտիչները, որոնց փոխանցման ֆունկցիայի հայտարարը բազմանդամների արտադրյալ է կարող է ձևավորվել երկրորդ կարգի զտիչների միացումով: Ընդ որում կենտ թվով կարգի զտիչներում b_i գործակիցը հավասար է զրոյի:        

 (4.71) տեսքի փոխանցման ֆունկցիաներ իրականացվում են ակտիվ զտիչների կիրառումով:

Դիտարկենք ցածր հաճախական զտիչնեչի փոխանցման ֆունկցիայի նկարագրման մոտարկման (ապրոկսիմացման) մի քանի եղանակներ: Լայն կիրառություն են ստացել Բեսելի, Բատերվորդի, Չեբիշևի և Կաուերի մոտարկման բազմանդամներով նկարագրվող զտիչները, որոնք կոչվում են նշված բազմանդամների հեղինակների անունով: Դրանք տարբեր ճշգրտությամբ են մոտարկում իդեալական զտիչների  փոխանցման ֆունկցիաները և տարբերվում են իրարից զտիչի մուտքում կիրառված աստիճանաձև ազդանշանից արգելման գոտու սկզբնամասում ամպլիտուդա- հաճախական բնութագծի թեքությունով և տատանումների տեսքով: Համեմատության նպատակով վերոհիշյալ չորրորդ կարգի բոլոր զտիչների ԱՀԲ-ը բերված են նկ. 4.57 -ում:

Բատերվորդի զտիչի ԱՀԲ -ը ունի համեմատաբար երկար հորիզոնական մաս և կտրման հաճախությունից հետո արագ նվազում է: Այդ զտիչի անցողիկ բնութագիծը մուտքային աստիճանաձև ազդանշանի դեպքում տատանողական է: Զտիչի կարգի մեծացումից տատնումները ուժեղանում են: Բատերվորդի n -րդ կարգի զտիչի ԱՀԲ -ը որոշվում է հետևյալ արտահայտությամբ `

որտեղ n =1, 2,  3...:

Այդպիսի զտիչի իրականացնումը ֆիզիկապես հնարավոր չէ, այդ պատճառով այն իրականացվում է բազմանդամների կիրառումով:

Չեբիշևի ԱՀԲ - ն կտրման հաճախությունից հետո նվազում է ավելի մեծ արագությամբ, սակայն թողանցման միջակայքում այն տատանողական է հաստատուն ամպլիտուդով: Անցողիկ բնութագծում տատանումներն ավելի մեծ են քան Բատերվորդի զտիչում: Չեբիշևի  ԱՀԲ - ն նկարագրվում է հետևյալ կերպ`

որտեղ n =1, 2,  3..: Ε և K - հաստատուններ են, իսկ C_n-ը Չեբիշևի n-րդ կարգի բազմանդամն է և հավասար է`

Կաուերի (էլիպսաձև) զտիչն անհավասարաչափ է ինչպես թողանցման, այնպես էլ արգելման միջակայքերում: ԱՀԲ-ի նվազումը կտրման հաճախությունից հետո ավելի արագ է մյուս բոլոր զտիչնեի համեմատ: Կաուերի զտիչի փոխանցման ֆունկցիան ունի զրոներ համարիչում` 

Բեսելի զտիչն ունի օպտիմալ անցողիկ բնութագիծ (մյուս զտիչների համեմատ անցողիկ պրոցեսների տևողությունը նվազագույնն է ): Դրա պատճառը ելքային լարման փուլային շեղման գծային կախումն է մուտքային ազդանշանի հաճախությունից: Վերջինիս շնորհիվ թողանցման շերտում ազդանշանների աղավաղումները նվազագույնն են: Սակայն արգելման գոտում ԱՀԲ -ի նվազումը ավելի դանդաղ է, քան մյուս զտիչներում:

Բեսելի փոխանցման ֆունկցիան ունի (4.70)-ի կառուցվածքը: Զտիչի տվյալ կարգի դեպքում այս կամ այն զտիչի տեսքը որոշվում է (4.71)-ով նկարագրվող փոխանցման ֆունկցիայի բազմանդամի գործակիցներով: Աղյուսակ 4.1-ում բերված են մի քանի երկրորդ, չորրորդ և վեցերորդ կարգի  զտիչների այդ գործակիցների արժեքները:

>>

4.14.3. Բարձր հաճախական զտիչներ

Բարձր հաճախական զտիչներն ուսումնասիրելիս կատարվում է փոփոխականների (հաճախության) շրջում այսինքն` Ω-ն փոխարինվում է 1/Ω-ով, կամ S-ը` 1/S -ով: Դրանով  բարձր հաճախական զտիչի ԱՀԲ-ն պատկերվում է կտրման հաճախության նկատմամբ ցածր հաճախական զտիչի ԱՀԲ-ի հայելային շրջումով: Այդ դեպքում (4.70)-ից բարձր հաճախական զտիչի փոխանցման ֆունկցիայի համար կստանանք`            

>>

4.14.4. Շերտային զտիչներ

Շերտային զտիչների ԱՀԲ-ները նույնպես որոշվում են ցածր հաճախական զտիչների ԱՀԲ-ներում  փոփոխականների փոխարինումով: Այդ դեպքում ցածր հաճախության զտիչների ԱՀԲ-ներում կատարվում է փոփոխականների հետևյալ փոխարինումը`

Նման ձևափոխության դեպքում ցածր հաճախական զտիչի ԱՀԲ-ն, որը գտնվում է 0≤Ω ≤1 միջակայքում, տեղափոխվում է շերտային զտիչի ԱՀԲ-ի աջ մասը (1 ≤ Ω ≤ Ω_MAX), իսկ վերջինիս ձախ մասը  աջ մասի հայելային պատկերն է շերտային զտիչի միջին հաճախական նկատմամբ (Ω=1): Ընդ որում Ω_MIN =1/Ω_MAX: Նկ. 4-58-ում կատկերված է այդ ձևափոխությունը: Շերտային զտիչի չափորոշված  թողանցման շերտի  ∆Ω =  Ω_MAX - Ω_MIN  լայնությունը կարող ընտրվել անհրաժեշտ մեծությամբ: Նկ. 4.58-ից երևում է, որ շերտային զտիչը Ω_MAX և Ω_MIN  հաճախությունների դեպքում ունի նույն փոխանցման գործակիցը, ինչ որ ցածր հաճախության զտիչը  Ω = 1 դեպքում: Եթե ցածր հաճախական զտիչի պարամետրերը չափորոշված են կտրման հաճախության համեմատ, որի դեպքում փոխանման գործակիցը նվազում է 3դԲ-ով, ապա ∆Ω-ն կլինի չափորոշված թողանցման շերտը: Հաշվի առնելով, որ    ∆Ω = Ω_MAX - Ω_MIN   և   Ω_MAX գ Ω_MIN = 1,  կստանաք շերտային զտիչի թողանցման շերտի չափորոշված կտրման հաճախության հաշվարկի արտահայտությունը, որի դեպքում զտիչի փոխանցման գործակիցը կնվազի 3դԲ -ով: 

Շերտային զտիչի մասնավոր տարբերակ է ընտրողական զտիչը` նախատեսված բարդ հաճախական կազմով ազդանշանից նեղ շերտով հաճախական ազդանշանների անջատման համար: Ընտրողական զտիչի կարևոր պարամետրն է լաորակությունը, որը որոշվում է ռեզոնանսային հաճախության և թողանցման շերտի հարաբերությամբ`

Շերտային զտիչի փոխանցման ֆունկցիան կարող է որոշվել` կիրառելով (4.76)-ը առաջին կարգի ցածր հաճախության զտիչի  (4.67) նկատմամբ: Արդյունքում կստանանք`

(4.78)-ում տեղադրելով լաորակությունը (4.77)-ով և փոխարինելով K₀-ն K_ռ-ով` կստանանք շերտային զտիչի փոխանցման ֆունկցիան`

Վերջին արտահայտությունը հնարավորություն է ընձեռում երկրորդ կարգի զտիչի պարամետրերը որոշել անմիջապես` իր փոխանցման ֆունկցիայից:

>>

4.14.5. Ռեժեկտորային զտիչներ 

Ռեժեկտորային զտիչի փոխանցման ֆունկցիան կարող է որոշվել ցածր հաճախական զտիչի փոխանցման ֆունկցիայից` փոխարինելով S -ը  ∆Ω /(S+1/S)-ով, որտեղ ∆Ω =1/Q, ինչպես և նախորդ զտիչներում, հաճախությունների չափորոշված  թողանցման շերտն է: Նշված փոխարինման արդյունքում ցածր հաճախութային զտիչի ԱՀԲ -ն  0 ≤ Ω ≤1 միջակայքից  տեղափոխվում է ռեժեկտորային զտիչի 0 ≤ Ω ≤ Ω₁ հաճախությունների թողանցման միջակայք:  Բացի դրանից, այն պատկերվում է ռեզոնանսային հաճախության նկատմամբ ցածր հաճախության  զըտիչի ԱՀԲ-ի  հայելային  արտապատկերով  կառուցված  լոգարիթմական մասշտաբով:

Կիրառելով նշված փոփոխությունը ցածր հաճախության զտիչի  (4.67) փոխանցման ֆունկցիայում, կստանանք`  

Փոխարինելով (4.80)-ում S -ը jΩ - ով կստանանք ռեժեկտորային զտիչի հաճախական բնութագիծը:

Մեծ մասամբ ռեժեկտորային զտիչներում ռեզոնանսային հաճախության դեպքում փոխանցման գործակիցը հավասար է զրոյի: Դրանցում լաորակությունը որոշվում է Q = f_ռ /∆f մեծությամբ: ∆f -ը հաճախությունների շերտն է, որի սահմանային կետերում փոխանցման գործակիցը նվազում է 3դԲ-ով:

          Աղյուսակ. 4.1:  2, 4 և 6 կարգի զտիչների փոխանցման  ֆունկցիաների բազմանդամների գործակիցների արժեքները

>>

4.14.6. ԻԳՈՒ- երբ կիրառումով ակտիվ զտիչներ      

Զտիչի կարգի մեծացումով լավացվում է դրա զտիչային հատկությունները: Մեկ ԻԳՈՒ-ի կիրառումով բավական պարզ սխեմայով իրականացվում է Երկրորդ կարգի զտիչ: Ցածր, բարձր հաճախական և շերտային զտիչներում մեծ կիրառություն է գտել Սալեն-Կիի երկրորդ կարգի զտիչի սխեման (նկ. 4.59):  

Սխեմայում R3 և R4 = (α -1)R3 ռեզիստորներով իրականացված է բացասական հետադարձ կապ, որով ապահովվում է α - ին հավասար ուժեղացման գործակից: Դրական հետադարձ կապի  շղթայում միացված է C2 կոնդենսատորը: Զտիչի փոխանցման ֆունկցիան ունի հետևյալ տեսքը`

Որոշակի նախնական պայմաններ տալու դեպքում սխեմայի հաշվարկը հեշտանում է: Կարող է տրվել α =1: ուրեմն` (α-1)R3=0, և բացասական հետադարձ կապի շղթայում R3, R4 լարման բաժանիչը կարող է հեռացվել: ԻԳՈՒ-ն աշխատում է լարման կրկնիչի ռեժիմում: α =1 դեպքում զտիչի փոխանցման ֆունկցիան ընդունում է հետևյալ տեսքը`

Զտիչի հաշվարկը սկսվում է C1, C2- ի ընտրումով: Որպեսզի ստացվեն դիմադրությունների ընդունելի արժեքներ, առաջարկվում է ընտրել C1=10 / f_կ :

Համեմատելով (4.81)-ը (4.70)-ի` հետ կարող ենք գրել`

որպեսզի R1, R2 լինեն իրական թվեր, անհրաժեշտ է, որ `

Հաշվարկները կարող են պարզեցվել ընդունելով R1=R2=R, C1=C2 = C: Այդ դեպքում տարբեր զտիչների իրականացման համար անհրաժեշտ է փոփոխել α  գործակցի մեծությունը: Զտիչի փոխանցման ֆունկցիան կորոշվի հետևյալ արտահայտությամբ`

 (4.82) - ի և (4.70) - ի համեմատումից կարող ենք գրել`

Վերջին արտահայտությունից երևում է, որ α - ն չի ազդում կտրման հաճախության վրա: Այն որոշում է զտիչի տեսակը:

Դիտարկված զտիչում մուտքային փոքր ազդանշանների դեպքում ԻԳՈՒ-ի շեղման լարումը գումարվում է մուտքային լարմանը` դառնալով սխալի առաջացման պատճառ: Այդ տեսանկյունից մեծ հետաքրքրություն է ներկայացնում նկ.4.60, ա-ում բերված սխեման, որը զերծ է ԻԳՈՒ- ի զրոյի շեղման լարման ազդեցությունից:  

Զտիչի փոխանցման ֆունկցիան պարապ  ընթացքի և R4 = (α-1)R3 դեպքում ունի հետևյալ տեսքը`

Ընտրելով C1 և C2 կոնդենսատորները որոշում ենք R1, R2 ռեզիստորների դիմադրությունները

Բարձր հաճախության երկրորդ կարգի զտիչի սխեման ստացվում է նկ.4.59 սխեմայում ռեզիստորների և կոնդենսատորների միացման տեղերը փոխելիս (նկ.4.60,բ): 

Այդ զտիչի փոխանցման ֆունկցիան որոշվում է հետևյալ արտահայտությամբ`

Հաշվարկների պարզեցման նպատակով ընտրում ենք α =1 և C1 = = C2 = C: Այդ դեպքում (4.74)-ից կստանանք`

Շերտային երկրորդ կարգի զտիչ կարող է իրականացվել Սալեն -ԿԻի նկ.4.61,ա-ում պատկերված սխեմայով:

Զտիչի փոխանցման ֆունկցիան ունի հետևյալ տեսքը`

Վերջին արտահայտության գործակիցները (4.79) - ի հետ համեմատելով կստանանք`

Այս սխեմայի թերությունն այն է , որ ռեզոնանսային հաճախության ուժեղացման գործակիցը (Kռ ) և բարորակությունը (Q ) իրարից անկախ չեն, իսկ առավելությունը` որ լավորակությունը կախված է α - ից, այն դեպքում երբ ռեզոնանսային հաճախությունը դրանից կախված չէ: α =3 դեպքում Kռ → ∞ և սխեմայում առաջանում է գեներացիա: Ինչքան մոտ է α - ն 3-ին, այնքան դժվար է դրա կարգավորման հնարավորությունը:

Ռեժեկտորական ակտիվ զտիչի սխեման կրկնակի T-աձև կամըրջակի կիրառումով բերված է նկ. 4.61,բ-ում: T-աձև կամրջակը ինքնին ռեժեկտորային պասիվ զտիչ է, սակայն դրա լավորակություը չի գերազանցում 0,25 մեծությունը: ԻԳՈՒ-ի կիրառումով մեծացվում է զտիչի լավորակությունը:Ցածր և բարձր հաճախությունները T-աձև կամրջակով առանց փոփոխության փոխանցվում են ելք` ուժեղանալով α գործակցով: Ռեզոնանսային հաճախության դեպքում ելքում լարումը հավասար է զրոյի: Սխեմայի փոխանցման ֆունկցիան ունի հետևյալ տեսքը`

կամ , հաշվի առնելով, որ Kռ =1/RC,

Այդ հավասարման միջոցով կարող ենք անմիջականորեն որոշել զտիչի   անհրաժեշտ  պարամետրերը:  Ընդունելով α  = 1,  կստանանք Q = 0.5: Ուժեղացման գործակցի մեծացումից  բարվորակությունը մեծանում է և α = 2 դեպքում ձգտում է անսահմանության: Սխեմայի թերությունն այն է, որ փոխանցման գործակցի և բարվորակություն միջև անմիջական կապ կա:

Շերտավոր և ռեժեկտորական բարձր կարգի զտիչները կարող են իրականացվել համապատասխան զտիչների կասկադային միացումով, սակայն հարմար է դրանք կառուցել ցածր (ՑՀԶ) և բարձր (ԲՀԶ) հաճախական զտիչների միացումով ինչպես ցույց է տրված նկ.4.62-ում:   

Մասնավորապես, շերտային զտիչ կազմվում է ՑՀԶ և ԲՀԶ զտիչների կասկադային միացումով (նկ.4.62,ա): Շերտավոր զտիչի կտրման ցածր հաճախությունը համընկնում է ԲՀԶ-ի f_բ, իսկ բարձր հաճախության կտրման հաճախությունը` ՑՀԶ -ի f_ց հաճախությունների հետ:

Ռեժեկտորային զտիչ կառուցվում է ՑՀԶ և ԲՀԶ զտիչների զուգահեռ միացումով (նկ.4.62,գ,դ):

Ակտիվ զտիչներ արտադրվում են մի շարք ֆիրմաների կողմից ինտեգրալ միկրոսխեմաների տեսքով, օրինակ AF100/50 (National Semiconduktor), LTC1562 (Linear  Technology), MAX270 /271,  MAX274/275 (Maxim): Դրանք ծրագրավորվող են և ունեն մի քանի հարյուր կիլոհերց փոփոխվող կտրման հաճախություններ: Օրինակ MAX 270 ինտեգրալ միկրոսխեման, որը բաղկացած է Չեբիշևի երկրորդ կարգի երկու ցածր հաճախության Սալեն - ԿԻ սխեմայով զտիչներից (նկ.4.63): 

>>

4.14.7. Փուլային զտիչներ

Վերը դիտարկված զտիչներում փոխանցման գործակիցը և մուտքային ու ելքային լարումների միջև փուլային շեղումը կախված էին մուտքային ազդանշանի հաճախությունից: Որոշ դեպքերում անհրաժեշտ է, որ զտիչի մուտքային և ելքային  լարումների միջև փուլային շեղումը փոփոխվի հաճախության փոփոխումից, իսկ փոխանցման գործակիցը մնա հաստատուն: Այդ խնդիրը լուծվում է փուլային զտիչների միջոցով:

Փուլային զտիչները օգտագործվում են փուլային շեղումների ճշգրտման, ազդանշանների փուլային շեղումների կառավարման և ժամանակային հապաղման նպատակով:  

Փուլային զտիչի փոխանցման ֆունկցիան նկարագրվում է հետևյալ արտահայտությունով`

Զտիչի փուլային շեղումը որոշվում է հետևյալ հավասարումով

Փոփոխելով R-ի մեծությունը կարող ենք փոփոխել փուլային շեղումը 0...-180° , անփոփոխ պահելով ելքային լարման ամպլիտուդը:

Երկրորդ կարգի փուլային զտիչի սխեման ունի նկ. 4.64,բ-ում պատկերված տեսքը: Այն աշխատում է փուլային զտիչի ռեժիմում հետևյալ պայմանների դեպքում`

Նշենք, որ հաճախություների լայնաշերտ ազդանշանների մեծ փուլային շեղումներ ստանալու համար պահանջվում են բարդ սխեմայով զտիչներ:

>>

Ստուգողական հարցեր

1. Որն է շրջոզ և չշրջող մասշտաբային ուժեղարարների ուժեղացման գործակիցների տարբերությունը:

2. Ի՞նչպես ապահովել ուժեղարարում մեկի հավասար ուժեղացման գործակից:

3. Ի՞նչպես ԻԳՈւ-վ իրականացնել գումարման և հանման գործողություններ:

4. Որո՞նք են ակտիվ ինտեգրող շղթաների առավելությունները պասիվ ինտեգրող սխեմաների նկատմամբ:

5. Որո՞նք են ակտիվ դիֆերենցող շղթաների առավելությունները պասիվ դիֆերենցող շղթաների նկատմամբ:

6. Ի՞նչ նպատակներով են կիրառվում լոգարիթմող և անտիլոգարիթմող ուժեղարարները:

7. Ի՞նչ նպատակով են կիրառվում գիրատորները:

8. Գծել դիմադրության ինվերտորի սխեման:

9. Ինչու՞ փոփոխվող ամպլիտուդով փոփոխական լարումների ուղղման համար  կիրառվում են ճշգրիտ ուղղիչներ և ոչ թե միայն դիոդներ:

10.Ո՞րն է մեկ և երկկիսապարբերական ճշգրիտ ուղղիչների տարբերությունը իրարից:

11. Ի՞նչ նպատակով են կիրառվում լարում հոսանք և հոսանք լարում կերպափոխիչները:

12. Ո՞ր շղթաներն են կոչվում լարման կոմպարատորներ:

13. Դասակարգել անալոգային կոմպարատորները:

14. Բացատրել ԻԳՈՒ-ով անալոգային կոմպարատորի աշխատանքի սկզբունքը :

15. Գծել մեկ սնման լարումով անալոգային ինտեգրալ կոմպարատորի սխեման և բացատրել աշխատանքը:

16. Բացատրել զրոյի դետեկտորի սխեմայի աշխատանքը:

17. Գծել լարման դիոդային վերևից և ներքևից սահմանափակիչների սխեմաները , բացատրել աշխատանքի սկզբունքը:

18. Բացատրել դիդով և ԻԳՈՒ-ով լարման  երկկողմանի սահմանափակիչի սխեմայի աշխատոնքը:

19.Ո՞րոնք են լարման ստաբիլիտրոններով սահմանափակիչների առավելությունները դիոդային սահմանափակիչների համեմատ:

20. Բացատրել լարման  երկկողմանի  ճշգրիտ սասհմանափակիչի աշխատանքի սկզբունքը:

21. Ի՞նչ նպատակով են օգտագործվում ակտիվ զտիչները:

22. Ո՞րն է զտիչներում ամպլիտուդա-հաճախական բնութագծերի մոտարկման նպատակը:

23. Մոտարկման ինչպիսի՞ եղանակներ են կիրառվում ակտիվ զտիչների նախագծման ժամանակ:

24. Որո՞նք են ԱՀԲ-ի մոտարկման տարբեր եղանակների առանձնահատկությունները:

25. Ո՞րն է ֆազային զտիչի կիրառման նպատակը : 

26. Թվարկել ԻԳՈՒ-ներով ֆազային ակտիվ զտիչները կիրառման մի քանի բնագավառներ:

>>

ԳԼՈՒԽ 5 . Էլեկտրոնային բանալիներ

Իմպուլսային և անալոգային մի շարք շղթաներում էլեկտրոնային սարքերը (դիոդներ, տրանզիստորներ, տիրիստորներ) գտնվում են երկու աշխատանքային վիճակներից որևէ մեկում: Դրանցից մեկում էլեկտրոնային սարքը փակ է, և դրանով գործնականում հոսանք չի անցնում (ներքին դիմադրությունը շատ մեծ է): Երկրորդ վիճակում այն բաց է, և հագեցած ելքում հոսանքն ունի որոշակի արժեք (ներքին դիմադրությունը շատ փոքր է): Սարքի անցումը մեկ վիճակից մյուսին կատարվում է թռիչքով, կառավարող ազդանշանի կիրառումով: Սարքի աշխատանքն այս ռեժիմում կոչվում է բանալիային, իսկ սարքը՝  էլեկտրոնային բանալի:

Ըստ կիրառման բնագավառի` էլեկտրոնային բանալիները բաժանվում են երկու խմբի՝ անալոգային և թվային: Անալոգային բանալիներն օգտագործվում են ՄԴՄ ուժեղարարներում իբրև մոդուլիչ (մոդուլյատոր) և ապամոդոլիչ (դեմոդուլյատոր), անալոգ-թիվ ձևափոխիչներում և շատ այլ սխեմաներում: Թվային բանալիները կիրառվում են թվային սարքերում (տրամաբանական տարրեր և դրանց կիրառումով սարքեր):

>>

5.1. Անալոգային բանալիներ

Անալոգային բանալիների միջոցով մուտքային անալոգային ազդանշանը հաղորդվում է բեռին: K բանալին միացվում է մուտքային ազդանշանի և բեռի միջև հաջորդաբար (նկ.5.1,ա) կամ զուգահեռ (նկ.5.1,բ): Առաջին դեպքում այն կոչվում է հաջորդական, երկրորդ դեպքում՝ զուգահեռ բանալի: Բանալին պարբերաբար միացվում և անջատվում է:

Հաջորդական բանալու դեպքում, երբ K₁-ը միացված է (նկ.5.1,գ-ում իմպուլսների առկայության դեպքում) դրանով U_մ -ը հաղորդվում է բեռին, իսկ երբ անջատված է, այն բեռին չի տրվում: Արդյունքում բեռի վրա ձևավորվում են իմպուլսներ, որոնց ամպլիտուդը հավասար է տվյալ պահին U_մ-ին (նկ.5.1,գ): Զուգահեռ բանալու դեպքում, երբ K₂-ը միացված է, բեռի վրա լարումը բացակայում է (բեռը K₂-ով կարճ է փակված), իսկ երբ անջատված է, U_մ -ը հաղորդվում է բեռին:

Լավորակ բանալու դեպքում միացված վիճակում բանալու դիմադրությունը պետք է լինի հավասար է զրոյի« իսկ անջատված վիճակում՝ անսահմանության:

էլեկտրոնային բանալիներում օգտագործվում են դիոդներ, տրանզիստորներ և տիրիստորներ: Դիոդային բանալիները կիրառվում են մեծ մուտքային լարումների դեպքում և չեն ապահովում դրանց ճշգրիտ փոխանցումը բեռին (ոչ գծային բնութագիծ և պարամետրերի ջերմային փոփոխություն), այդ պատճառով մեծ կիրառություն են գտել տրանզիստորային բանալիները, որոնցում օգտագործվում են երկբևեռ և դաշտային տրանզիստորներ:

>>

5.1.1 Երկբևեռ տրանզիստորներով բանալիներ

Երկբևեռ տրանզիստորով զուգահեռ բանալու սխեման բերված է նկ.5.2,ա-ում: Տրանզիստորը միացված է ընդհանուր էմիտերով սխեմայով: Մուտքային անալոգային U_մ լարումը տրվում է Rբ բեռին տրանզիստորի կոլեկտորային շղթայի Rկ ռեզիստորի միջոցով: Տրանզիստորը  կառավարվում  է Uկ դրական  իմպուլսային լարումով (նկ.5.2,գ): Uկ իմպուլսների  բացակայության  ժամանակ  տրանզիստորը  փակ  է, դրա կոլեկտոր-էմիտեր դիմադրությունը մեծ է (Rկէ >>Rբ), և մուտքային U_մ լարումը հաղորդվում է բեռին: Uկ իմպուլսների առկայության ժամանակ տրանզիստորը բացվում է, հագենում, և կոլեկտոր-էմիտեր դիմադրությունը փոքրանում է (Rկէ <<Rբ): Այժմ բեռին հաղորդվում է տրանզիստորի կոլեկտոր-էմիտեր շղթայի մնացորդային (հագեցման) փոքր լարումը:

Այսպիսով, կիրառելով տրանզիստորի բազա - էմիտեր շղթային պարբերաբար կրկնվող իմպուլսներ՝  բեռի վրա ստանում ենք իմպուլսներ, որոնց ամպլիտուդը ուղիղ համեմատական է մուտքային լարմանը (նկ. 5.2,գ):

Դիտարկված բանալին լուրջ թերություն ունի: Դա այն է, որ փակ վիճակում տրանզիստորի կոլեկտոր-էմիտեր դիմադրությունը (Rկէ) վերջավոր մեծություն է (իդեալական բանալու դեպքում այն պետք է ունենա անսահման մեծ արժեք) և տրանզիստորով հոսում է հակառակ ուղղության ջերմային հոսանքը: Տրանզիստորի բաց վիճակում Rկէ դիմադրությունը նույնպես վերջավոր մեծություն է (իդեալական բանալու դեպքում այն հավասար է զրոյի), հետևաբար կոլեկտոր-էմիտեր լարումը հավասար է տրանզիստորի հագեցման լարմանը և ոչ թե զրոյի: Rկէ -ի վերջավոր մեծության պատճառով մուտքային լարման փոխանցումը բեռին կատարվում է որոշակի սխալով: Բացի դրանից, շրջապատի ջերմաստիճանի փոփոխությունը բերում է Rկէ –ի, հետևաբար և բեռի վրա լարման փոփոխության` առաջացնելով լրացուցիչ սխալ:  Տրանզիստորի մնացորդային լարումը ավելի  փոքր է  շրջված միացման դեպքում (նկ.5.2,բ): Այդ դեպքում փոխվում են կոլեկտորի և էմիտերի միացման տեղերը և կառավարող լարման բևեռականությունը:  

Մեկ տրանզիստորով բանալու թերությունները մասամբ վերացվում են երկտրանզիստորներով բանալիներում:  Նկ.5.3,ա-ում բերված երկտրանզիստորային բանալիում կառավարման իմպուլսները կիրառվում  են  VT1, VT2 տրանզիստորների  բազա - կոլեկտոր շղթաներին տրանսֆորմատորի միջոցով:

R4 ռեզիստորի միացումով տրանզիստորների բազաներին կոլեկտորների նկատմամբ կիրառվում են հակաբևեռ լարումներ, որոնք մի տրանզիստորը բացում են, մյուսը՝ փակ և ընդհակառակը: Մուտքային զրոյական լարման դեպքում կառավարող լարումը հաջորդաբար բացում և փակում է VT1,VT2 տրանզիստորները: Uկ -ի յուրաքանչյուր կիսապարբերության ընթացքում R3-ին կիրառվում է բաց տրանզիստորի մնացորդային լարումը: Եթե տրանզիստորների բնութագծերը նույնն են, R3-ի վրա լարումը մնում է անփոփոխ, հետևաբար այն C-ով բեռին չի հաղորդվում, և մնացորդային լարման ազդեցությունը վերանում է:

Նկ.5.3,բ-ում բերված է հաջորդական երկտրանզիստորներով բանալու սխեման: Այստեղ Uկ լարումով երկու տրանզիստորներն էլ միաժամանակ բացվում կամ փակվում են: Եթե տրանզիստորները բաց վիճակում են, դրանց վրա մնացորդային լարումներն իրար հակափուլ են և միմյանց հավասարակշռում են, իսկ փակ վիճակում ջերմային հոսանքներն են հակափուլ և նույնպես իրար հավասարակշռում են:

Տրանզիստորների նույն բնութագծերի դեպքում ջերմային հոսանքների և մնացորդային լարումների ազդեցությունը բանալու ելքային լարման վրա վերանում է:  Uակայն միևնույն բնութագծերով տրանզիստորների ընտրությունը բարդ է, այդ պատճառով ավելի հարմար է օգտագործել ինտեգրալ բանալիներ, որոնցում երկու տրանզիստորները պատրաստվում են մեկ կիսահաղորդչային բյուրեղում միաժամանակ (նկ.5.3-ում պատկերված է կետագծերով):

Դիտարկված բանալիների կառավարման սխեմաներում տրանսֆորմատորի կիրառումը բարդացնում է սխեման և մեծացնում չափսերը: Այդ թերությունը վերացված է օպտոէլեկտրոնային բանալիներում:

>>

5.1.2 Օպտոէլեկտրոնային բանալիներ

Օպտոէլեկտրոնային բանալիներում օգտագործվում են դիոդային, տրանզիստորային և տիրիստորային օպտրոններ: Դիոդային օպտրոնով բանալին պատկերված է նկ.5.4, ա-ում: Մուտքային լարումը և բեռը միացված են իրար օպտրոնի ֆոտոդիոդի միջոցով:

Կառավարող Uկ լարումը տրվում է լուսադիոդին: Uկ-ի բացակայության դեպքում լուսադիոդի հոսանքը բացակայում է, ֆոտոդիոդը փակ է, և U_մ-ը բեռին չի հաղորդվում: Երբ տրվում է Uկ դրական իմպուլսը, լուսադիոդով հոսանք է անցնում, այն ճառագայթում է լուսային քվանտներ, և ֆոտոդիոդը բացվում է: Բաց ֆոտոդիոդով մուտքային լարումը փոխանցվում է բեռին:

     Նույն սկզբունքով աշխատում են մեկ երկբևեռ (նկ.5.4,բ) և դաշտային (նկ.5.4,գ) տրանզիստորներով, տիրիստորով (նկ.5.4«դ) օպտրոնային բանալիները: Այստեղ նույնպես առկա են մեկ տրանզիստորով բանալու նախորդ սխեմաների թերությունները: Ֆոտոդիոդով, ֆոտոտրանզիստորով և ֆոտոտիրիստորով փակ վիճակում հոսում է մթնային հոսանք, իսկ բաց վիճակում դրանց վրա կա որոշակի լարման անկում: Այդ թերությունների վերացման նպատակով բանալիում, ինչպես և նախորդ սխեմաներում օգտագործվում են երկու օպտրոններ (նկ.5.4,ե):

>>

5.1.3  Դաշտային տրանզիստորներով բանալիներ

Դաշտային տրանզիստորներով բանալիները մեծ կիրառություն են գտել մնացորդային լարման բացակայության, կառավարման և կորուստի փոքր հոսանքների և ինտեգրալային տեխնոլոգիաների հետ համատեղության շնորհիվ: p-n անցումով կառավարումով դաշտային մեկ տրանզիստորով բանալու սխեման բերված են նկ.5.5,ա-ում: Կառավարող Uկ լարումը կիրառվում է ակունքի և փականի միջև, իսկ մուտքային U_մ լարումը՝ ակունքի և ըմպիչի միջև:

Uկ-ի բացակայության դեպքում տրանզիստորը բաց է, U_մ-ը հաղորդվում է բեռին: Երբ կիրառվում է Uկ դրական իմպուլսը տրանզիստորը փակվում է և մուտքային լարումը բեռին չի հաղորդում: Տրանզիստորում միջելուստային ունակությունների (C_աը, C_ըփ, C_ափ) առկայության պատճառով կառավարող իմպուլսները դիֆերենցված լարման տեսքով  հաղորդվում են բեռին՝ առաջացնելով ելքային լարման աղավաղում: Բացի դրանից, տրանզիստորի փակ վիճակում այդ ունակությունները լիցքավորվում են, ինչը բերում է նույնպես ելքային լարման աղավաղման և արագագործության  նվազեցման: Մեկ  դաշտային  տրանզիստորով  բանալիում հոսքուղու դիմադրությունը կախված է մուտքային լարման բևեռականությունից  և արժեքից: Արդյունքում մուտքային  լարումից փոփոխվում է լարման անկումը դիմադրության վրա և այն  փոխանցվում է ելք` որոշակի սխալով:

Կառավարող իմպուլսների ազդեցությունը ելքային լարման վրա վերացվում է երկտրանզիստորային բանալիում (նկ.5.5, բ): Այստեղ U_կ լարումով տրանզիստորներից մեկը բացվում է, իսկ մյուսը՝  փակվում: Բաց VT1-ի դեպքում VT2-ը փակ է, և U_մ-ը հաղորդվում է բեռին, իսկ փակ VT1-ի դեպքում VT2-ը բաց է, և ելքում լարումը բացակայում է: Առաջին դեպքում VT1-ի ունակություններով բեռին հաղորդվող կառավարող իմպուլսները անցնում են փակ VT2-ի ունակություններով հող և բեռի վրա լարման անկում չեն առաջացնում: Երկրորդ դեպքում դրանք հողանցվում են փակ VT1-ի ունակություններով և մուտքային լարման աղբյուրով: Ունակությունների լիցքաթափումը կատարվում է բաց տրանզիստորի  և սնման աղբյուրի փոքր դիմադրություններով, ինչը մեծացնում է բանալու արագագործությունը:

Դիտարկված  մեկ և երկու դաշտային  տրանզիստորով  բանալիներում հոսքուղու դիմադրությունը կախված է մուտքային լարման բևեռականությունից, արժեքից և ջերմաստիճանի փոփոխությունից,  հետևաբար  մուտքային  լարումը  փոխանցվում է ելք` որոշակի սխալով:

Այդ թերությունները մասամբ վերացված են մեկուսացված փականով դաշտային երկտրանզիստորային բանալու սխեմայում (նկ.5.6,ա):

  Այստեղ  զուգահեռ միացված են n (VT1) և p (VT2) էլեկտրահաղորդականության հոսքուղիներով տրանզիստորներ (տրանզիստորների նման միացումը կոչվում է կոմպլեմենտար զույգ): Տրանզիստորների կառավարող U_կ1 և U_կ2 իմպուլսները հակափուլ  են և միաժամանակ բացում կամ փակում են տրանզիստորները: Սխեմայում տրանզիստորների ունակություններով բեռին անցնող U_կ1, U_կ2 աղմուկ-իմպուլսները հակափուլ են և բեռում փոխադարձաբար մեկը մյուսին փոխհատուցում են: Բաց  վիճակում  տրանզիստորների  դիմադրությունները  միացվում են զուգահեռ:

Արդյունքում բանալու r₀ դիմադրությունը փոքրանում է, և մուտքային լարման անկումը դրա վրա նվազում է: Նվազում է նաև բանալու դիմադրության փոփոխության մեծությունը մուտքային լարման փոփոխությունից (նկ. 5.6,բ):    

Անալոգային բանալիները մեծ կիրառություն են գտել անալոգային և թվային ազդանշանների կոմուտատորներում: Վերջիններս արտադրվում են ինտեգրալ միկրոսխեմաների տեսքով:

5.2. Թվային բանալիներ

Թվային բանալիներում մուտքային և ելքային լարումներն  ընդունում է երկու արժեք՝ ցածր մակարդակ (0, U⁰) կամ բարձր մակարդակ (1, U¹): Թվային բանալու հիմնական պարամետրը արագագործությունն է: Այս բանալիներում նույնպես օգտագործվում են երկբևեռ և դաշտային տրանզիստորներ:

>>

5.2.1. Երկբևեռ տրանզիստորներով բանալիներ

Բանալու սխեմայում տրանզիստորը կարող է միացվել միացման երեք սխեմաներից որևէ մեկով: Գործնականում մեծ կիրառություն է գտել ընդհանուր էմիտերով միացումը, որի սխեման բերված է նկ.5.7,ա-ում: Սխեմայում Rկ-ն՝ բեռն է, որը բանալու միջոցով միացվում կամ անջատվում է E_կ լարման աղբյուրին: Rբ-ն սահմանափակում է տրանզիստորի բազային հոսանքը:

Բանալու աշխատանքը ստատիկ ռեժիմում: Ստատիկ ռեժիմում տրանզիստորը գտնվում է բաց և հագեցված կամ փակ վիճակում: Ստատիկ ռեժիմն ուսումնասիրենք` օգտվելով գծագրավերլուծական (գրաֆո-անալիտիկ) եղանակից՝ հիմնված ըստ հաստատուն հոսանքի բեռնավորման AB գծի կառուցման վրա (նկ.5.7,գ):

AB գիծը կառուցվում է համաձաւյն Iկ =(E_կ -U_կէ) / Rկ հավասարման` երկու կետերի օգնությամբ՝ Iկ =0, Uկէ =E_կ և U_կէ = 0, Iկ =E_կ / Rկ: Բեռնավորման գծի և տրանզիստորի ելքային բնութագծերի հատման կետերը բնորոշում են հոսանքները տրանզիստորով և բեռով, ինչպես նաև լարումները դրանց վրա:

Տրանզիստորի մուտքային բնութագծի վրա նույնպես տարված է բեռնավորման գիծը (նկ.5.7,բ) համաձայն Iբ = (U_մ -Uբէ ) / Rբ հավասարման երկու կետերի օգնությամբ՝ 

Տրանզիստորի փակ աշխատանքային ռեժիմ: Այս ռեժիմում տրանզիստորը փակ է, որն իրականացվում է բազա-էմիտեր շղթային բացասական լարման կիրառումով (U_մ<0): Այդ դեպքում տրանզիստորի էմիտերային անցումը փակվում է, և էմիտերային հոսանքը բացակայում է: Միաժամանակ փակ է նաև կոլեկտորային անցումը,սակայն դրանով հոսում է անցման ջերմային I_կբ0 հոսանքը: Տրանզիստորի փակ վիճակին բեռնավորման գծի վրա համապատասխանում է B կետը (նկ.5.7,բ): Ջերմային հոսանքի առկայությունը նշանակում է, որ բանալին բեռը սնման լարման աղբյուրից լրիվ չի անջատում: Այդ հոսանքի հնարավորին փոքր արժեքը հիմնական չափանիշներից մեկն է տրանզիստորի ընտրման ժամանակ:

Տրանզիստորի փակման համար անհրաժեշտ մուտքային լարումը ընտրվում է այնպես« որպեսզի հաշվի առնվի փակման շեմային U_բէշ լարումը և ջերմային հոսանքի ազդեցությունը, այսինքն` այն պետք է բավարարի հետևյալ պայմանին՝

Տրանզիստորի  կոլեկտոր - էմիտեր լարումը  փակ  ռեժիմում  ունի  

Տրանզիստորի բաց հագեցված աշխատանքային ռեժիմ:

Տրանզիստորի բաց հագեցված վիճակը ստանում  են  մուտքային լարման բևեռականության փոփոխումով (U_մ > 0) և անհրաժեշտ բազային հոսանքի ապահովումով: Այս վիճակը բեռնավորման գծի վրա համապատասխանում  է A կետին:

Որոշենք  տրանզիստորի այդ վիճակն  ապահովող  պայմանները:  Ընդունենք, որ տրանզիստորի մուտքին դրական լարում կիրառելիս բազայի Iբ հոսանքը դանդաղ աճում է:Դանդաղ պետք է աճի նաև կոլեկտորային հոսանքը: Վերջինս  բերում է կոլեկտոր-էմիտեր լարման դանդաղ նվազմանը (U_կէ =E_կ - IկRկ): Նվազում է նաև կոլեկտոր-բազա հակառակ լարումը: Բազայի հոսանքի որոշակի արժեքի դեպքում կոլեկտոր-բազա լարումը հավասարվում է զրոյի, և բազայի հոսանքի հետագա աճը բերում է կոլեկտորային անցման վրա ուղիղ լարման առաջացման (բազայի պոտենցիալը կոլեկտորի նկատմամբ դառնում է դրական): Երբ վերջինս հավասարվում է կոլեկտորային անցման բացման շեմային լարմանը, կոլեկտորային անցումը նույնպես բացվում է: Տրանզիստորի երկու անցումներն էլ բաց են: Այժմ լիցքակիր մասնիկները անցնում են ոչ միայն էմիտերից բազայով կոլեկտոր, այլ նաև կոլեկտորից դեպի էմիտեր: Հոսանքը որոշվում է դրանց տարբերությամբ: Արդյունքում բազայի հոսանքի հետագա աճը չի ազդում կոլեկտորի հոսանքի արժեքի վրա, և վերջինս մնում է հաստատուն: Տրանզիստորը հագենում է, և դրանով հոսում է հագեցման Iկհ հոսանքը: Խախտվում է կապը և, քանի որ բազայի հոսանքի աճից I_կ - ն չի փոխվում, բազայի միջակայքում կուտակվում են մեծ թվով «ավելցուկային» լիցքակիր մասնիկներ: Հագեցման ռեժիմում տրանզիստորով հոսող հոսանքները որոշվում են հետևյալ հավասարումներով՝

որտեղ Uբէհ և Uկէհ-ը՝ հագեցման ռեժիմում բազա-էմիտեր և կոլեկտոր-էմիտեր լարումներն են: 

Տրանզիստորով կոլեկտորի և բազայի հոսանքների միջև համեմատական կապը պահպանվում է ընդհուպ մինչև կոլեկտորային անցման բացումը, հետևաբար ակտիվ և հագեցման ռեժիմների սահմանային A կետում հոսանքների միջև կապը կարտահայտվի հետևյալ արտահայտությամբ՝

որտեղ Iբս-ը՝ սահմանային կետում բազայի հոսանքն է: I_բհ > I_բս ռեժիմում տրանզիստորը հագեցած է: Հագեցման աստիճանը որոշվում է S = = I_բհ / I_բս = h_21էI_բհ / I_կհ հարաբերությամբ, որը կոչվում է տրանզիստորի հագեցման գործակից: Տրանզիստորի հագեցման և ակտիվ ռեժիմների սահմանային կետում S =1:

Հուսալի հագեցած վիճակ ապահովվում է S=1,5…3 արժեքների դեպքում: Ինչքան մեծ է հագեցման գործակիցը, այնքան մեծ է բանալու աղմկակայնությունը: Սակայն մեծ է նաև բանալու փոխանջատման ժամանակը, հետևաբար փոքր է արագագործությունը:

Անցողիկ պրոցեսները բանալիում: Բանալու միացումը:

 Տրանզիստորի փակ վիճակից հագեցման վիճակի կամ հակառակն անցումը կատարվում է ոչ ակնթարթորեն, այլ որոշակի ժամանակահատվածում: Դա պայմանավորված է երկու պատճառներով՝ առաջինը, որ հագեցած վիճակում տրանզիստորի բազայի միջակայքում կուտակված են մեծ թվով ոչ հիմնական լիցքակիր մասնիկներ («ավելցուկային») և երկրորդ` տրանզիստորի էմիտերային և կոլեկտորային անցումները, ինչպես նաև բեռը օժտված են որոշակի ունակություններով (C_կ, C_է,C_բ):

Բանալու միացման հապաղումը: Մինչև t₀ պահը տրանզիստորը փակ է մուտքին կիրառված U_մ^- լարումով: t₀ պահին մուտքային լարումը թռիչքաձև անցնում է U_մ^- վիճակից U_մ⁺  վիճակին (նկ.5.8,ա): Բազայի շղթայում հոսանքը թռիչքաձև ընդունում է Iբ⁺ = (U_մ⁺-U_բէհ)/R_բ արժեքը: Սակայն ունակությունների պատճառով բազա-էմիտեր լարումը և կոլեկտորային հոսանքը ակնթարթորեն փոփոխվել չեն կարող: Սկսվում է ունակությունների լիցքավորումը U_մ⁺ լարումից: t₁ պահին բազա-էմիտեր լարումը հավասարվում է տրանզիստորի բացման շեմային լարմանը, այն բացվում, հագենում է: Կոլեկտորային հոսանքն աճում է, իսկ կոլեկտոր-էմիտեր լարումը՝ նվազում: Այսպիսով կոլեկտորային հոսանքի փոփոխումը տեղի է ունենում մուտքային լարման փոփոխումից՝ ժամանակային որոշակի հապաղումով:

t_հ = t₁- t₀ ժամանակահատվածը կոչվում է բանալու բացման հապաղման ժամանակ: Բանալու բացման հապաղման ժամանակի ընթացքում բանալու փոխարինման սխեման ունի նկ.5.8,բ-ում բերված տեսքը:

Սովորաբար բանալու սխեմայում R_բ > R_կ, հետևաբար կարող ենք անտեսել R_կ-ով և ունակությունների լիցքավորման ժամանակի հաստատունը կորոշվի

հավասարումով:

Բանալու  բացման  հապաղման  ժամանակը կարող ենք որոշել՝ օգտվելով ունակության լիցքավորման  հավասարումից՝ 

    C= C_կ + C_է + Cբ ունակության լիցքավորումն սկսվում է t = t₀ պահից, հետևաբար Տրանզիստորը բացվում` հագենում է t = t₁ պահին, երբ այդ ունակության վրա լարումը հավասարվում է տրանզիստորի U_բէ(t₁) = U_բէ(t_հ) = Uբէհ հագեցման լարմանը: դեպքում, տրանզիստորը չհագենար, C-ի վրա լարումը կընդուներ առավելագույն արժեքը:

արժեքների (5.1) - ում տեղադրումից կստանանք՝

Վերջին հավասարումից հապաղման ժամանակը որոշվում է հետևյալ արտահայտությամբ՝

Կոլեկտորային լարման առջևի ճակատի ձևավորումը:  t₁ պահից սկսած մինչև t₂-ը` տրանզիստորն աշխատում է ակտիվ ռեժիմում և ձևավորվում է բանալու բացման հոսանքի ճակատը: Տրանզիստորի իներցիականության և C_կR_կ շղթայի պատճառով կոլեկտորային հոսանքը և լարումը փոփոխվում են ոչ թե թռիչքաձև այլ էքսպոնենտի օրենքով: Հոսանքի փոփոխման ժամանակի հաստատունը կարող ենք գնահատել մոտավորապես հավասար է բազայում ոչ հիմնական լիցքակիր մասնիկների կյանքի տևողությանը և կապված է տրանզիստորի սահմանային f_β հաճախության հետ՝ առնչությամբ:

Բազային հոսանքի I_բ⁺ թռիչքաձև փոփոխության դեպքում կոլեկտորային հոսանքը կփոփոխվի հետևյալ օրենքով՝

Կոլեկտորային հոսանքը աճելով էքսպոնենտի օրենքով` ձգտում է  h_21է Iբ⁺ >E_կ / R_կ  արժեքին: Սակայն հասնելով սահմանային մեծությանն այնուհետև չի կարող մեծանալ, և առջևի ճակատի ձևավորումը վերջանում է t₂ պահին: Օգտվելով կոլեկտորային հոսանքի հավասարումից և հաշվի առնելով, որ առջևի ճակատի տևողության համար կստանանք հետևյալ արտահայտությունը՝

Վերջին հավասարումից բխում է, որ կոլեկտորային հոսանքի և ելքային լարման առջևի ճակատի տևողությունը փոքրանում է տրանզիստորի հագեցման գործակցի մեծացումից: S=1 արժեքի դեպքում տրանզիստորը գտնվում է ակտիվ վիճակում, և առջևի ճակատի տևողությունը որոշվում է կոլեկտորային հոսանքի հաստատված արժեքի 0.1 և 0,9 մակարդակներով, և    t₂ պահին կոլեկտորային հոսանքի առջևի ճակատի ձևավորումն ավարտվում է: Տրանզիստորն անցնում է հագեցման վիճակի: Կոլեկտորային հոսանքը և լարումը ընդունում են I_կհ և U_կէհ արժեքները և մնում են անփոփոխ: Քանի որ կոլեկտորային  հոսանքը  չի  աճում, իսկ բազային հոսանքն ունի Iբ⁺ >Iբս արժեք, բազայի տիրույթում կուտակվում են «ավելցուկային» ոչ հիմնական լիցքակիր մասնիկներ: Վերջիններիս կուտակումը տեղի ունի էքսպոնենտի օրենքով և հասնում է կայունացված արժեքին Այդ ժամանակահատվածում կուտակված ոչ հիմնական լիցքակիր մասնիկների քանակը բազայում կլինի` Դրանով բանալու միացումն ավարտվում է:

Բանալու անջատումը: Բանալու անջատումը սկսվում է t₃ պահին, երբ մուտքում լարումն ընդունում է U_մ⁺ -ից U_մ^-  արժեքը: Այդ դեպքում բազային հոսանքի  ուղղությունը  փոխվում  է  և  հավասարվում է  I_բ^- = (U_մ ^- - U_բէհ) / R_բ մեծությանը:

Բազայից «ավելցուկային» լիցքակիր մասնիկների դուրսբերումը:  Բազային հոսանքի ուղղության փոփոխման պատճառով սկսվում է տրանզիստորի բազայում կուտակված «ավելցուկային» ոչ հիմնական լիցքակիր մասնիկների դուրսբերումը: t₃-ից t₄ ժամանակահատվածում, չնայած այդ մասնիկների քանակի նվազմանը,  տրանզիստորը դեռևս մնում է հագեցած վիճակում, և կոլեկտորային հոսանքը պահպանում է հագեցման I_կհ արժեքը: t₄ պահին, երբ «ավելցուկային» բոլոր լիցքակիր մասնիկները դուրս են գալիս բազայից, կոլեկտորային անցմանը կիրառվում է հակառակ, լարում և տրանզիստորն անցնում է աշխատանքային ակտիվ ռեժիմի: t₄ - t₃ ժամանակահատվածը կոչվում է բազայից «ավելցուկային» լիցքակիր մասնիկների դուրս բերման ժամանակ (tդ): Այդ ժամանակը կախված է տրանզիստորի հագեցման գործակցի S = =Iբ⁺/ Iբս  և փակող հոսանքի Iբ^- արժեքից և որոշվում է հետևյալ հավասարմամբ ՝

Հետին ճակատի ձևավորումը: t₄ պահից, երբ տրանզիստորը դուրս   է  գալիս  հագեցման  վիճակից  և  անցնում  է  ակտիվ  ռեժիմի,  սկսվում է բազային և կոլեկտորային հոսանքների նվազումը, որը հանգեցնում է կոլեկտոր-էմիտեր լարման աճի: t₅ պահին տրանզիստորը փակվում է, և հետին ճակատի ձևաորումն ավարտվում է:  t_հե =  t₅ - t₄ ժամանակահատվածը կոչվում է կոլեկտորային հոսանքի հետին ճակատի տևողություն:

Հետին ճակատի տևողության գնահատումը բավականին բարդ է` կապված այդ ընթացքում տեղի ունեցող երևույթների հետ: Ունակությունների լիցքավորման հոսանքների անտեսման դեպքում հետին ճակատի տևողությունը գնահատվում է հետևյալ հավասարումով  ՝

Ունակությունների լիցքավորման հոսանքները հաշվի առնելու դեպքում հետին ճակատի տևողությունը հաշվվում է հետևյալ արտահայտությամբ`         

Ամփոփելով տրանզիստորային բանալու միացման և անջատման ժամանակ անցողիկ երևույթները` եզրակացնում ենք, որ բանալու միացումը կատարվում է t_մ = t_հ + t_առ , իսկ անջատումը՝ t_ա = t_դ + t_հե  ժամանակահատվածներում, հետևաբար բանալու արագագործությունը որոշվում է այդ մեծություններով:

>>

5.2.2. Արագագործ տրանզիստորային բանալիներ

Վերը կատարված վերլուծությունները ցույց են տալիս, որ տրանզիստորային բանալու արագագործությունը կախված է ինչպես տրանզիստորի պարամետրերից այնպես էլ բանալու սխեմայի պարամետրերից (U_մ^-, U_մ⁺, Eկ, Rկ, Rբ, Cբ): Բանալու հաշվարկի ժամանակ պահանջվում է ապահովել առավելագույն արագագործություն, իսկ դա հնարավոր է t_մ, t_ա պարամետրերի նվազագույն արժեքների դեպքում:

Տրանզիստորային բանալու արագագործությունը մեծացնելու նպատակով օգտագործում են արագացնող ունակություններ, Շոտկիի տրանզիստորներ կամ հոսանքի փոխարկիչներ:

Արագացնող կոնդենսատորներով բանալի: Ինչպես երևում է t_առ, t_դ, t_hե արտահայտություններից, t_առ և t_հե ճակատների տևողությունները կարող են փոքրացվել Iբ⁺-ի մեծացումով: Սակայն դա հանգեցնում է միաժամանակ tդ-ի մեծացման, ինչն իր հերթին կբերի բանալու անջատման ժամանակի մեծացման:

Եթե բանալու սխեման նախագծվի այնպես, որ տրանզիստորի բազային հոսանքը ճակատի ձևավորման ընթացքում ունենա մեծ արժեք, իսկ դրա ձևավորումից հետո նվազի մինչև փոքր հագեցման գործակցով հագեցման համար անհրաժեշտ մեծությունը, ապա արագագործությունը կմեծանա, քանի որ այդ դեպքում t_առ-ն նվազում է, իսկ t_դ-ն չի մեծանում: Այդ սկզբունքը իրականացվում է բանալու սխեմայում Rբ դիմադրությանը զուգահեռ C կոնդենսատորի միացումով (նկ.5.9, ա):

Մուտքային լարման թռիչքաձև U_մ^--ից U_մ⁺ անցնելու դեպքում C-ի դիմադրությունը շատ փոքր է, բազային հոսանքն ունի Iբ⁺(0)≈U_մ⁺/R_մ արժեքը, որտեղ R_մ-ը՝ տրանզիստորի մուտքային դիմադրությունն է: Այնուհետև կոնդենսատորի  լիցքավորմանը զուգընթաց բազային հոսանքը նվազում է, և բանալու միացման ավարտից հետո ընդունում է Iբ⁺=(U_մ⁺+U_բէհ) / (Rբ+R_մ) արժեքը, որը փոքր է Iբ⁺(0) - ից:

Այսպիսով, կոնդենսատորի շնորհիվ սկզբնական բազային հոսանքը մեծանում է՝ չփոխելով տրանզիստորի հագեցման գործակցի նախկին արժեքը: Քանի որ ունակությունը մեծացնում է արագագործությունը, այն կոչվում է արագացնող, իսկ բանալին՝ արագացնող կոնդենսատորով բանալի:

Արագացնող ունակությունը փոքրացնում է նաև t_դ ժամանակը: Երբ տրանզիստորը բաց է, լարման անկումը Rբ-ի վրա հավասար է U_մ⁺-U_բէհ, և  կոնդենսատորը  լիցքավորված  է  այդ  լարմամբ:  Բանալու մուտքին փակող U_մ^- լարում կիրառելիս, կոնդենսատորի վրայի լարումը գումարվում է U_մ^- - ի հետ, և փակման  սկզբնական  հոսանքը,  որը  որոշվում  է  Iբ^-(0) = (U_մ⁺ + U_մ^- - U_բէհ) / Rմ հավասարումով, շատ ավելի մեծ է առանց ունակության  սխեմայի անջատման հոսանքից՝ Iբ^- =(U_մ^- - U_բէհ)/(R_բ+R_մ): Արդյունքում փոքրանում է լիցքակիր մասնիկների բազայից դուրսբերման  t_բ  ժամանակը:  Կոնդենսատորի  ունակությունը  հաշվվում  է արտահայտությունից:

Շոտկիի դիոդով տրանզիստորային բանալի: Արագացնող կոնդենսատորը փոքրացնում է tդ ժամանակը, սակայն այն լրիվ չի վերացնում: Բանալու անջատման ժամանակի փոքրացման ավելի արդյունավետ եղանակ է բանալիում ոչ գծային բացասական հետադարձ կապի կիրառումը: Լավ արդյունքներ ստացվում են, երբ իբրև ոչ գծային տարր օգտագործվում է Շոտկիի դիոդ (նկ.5.10,ա): Այդ դեպքում տրանզիստորը Շոտկիի դիոդի հետ միասին կոչվում է Շոտկիի տրանզիստոր, իսկ բանալին՝ Շոտկիի տրանզիստորով բանալի (5.10,բ): Ի տարբերություն սովորական դիոդի, Շոտկիի դիոդի բացման շեմային լարումը շատ փոքր է (0,1 Վ):  Շոտկիի  դիոդը միացվում  է  տրանզիստորի  կոլեկտոր-բազա շղթային և իրականացնում է ոչ գծային բացասական հետադարձ կապ: Շոտկիի դիոդը զուգահեռ է միացված տրանզիստորի կոլեկտորային անցմանը, որի բացման շեմային լարումը (0,5...0,7Վ) մեծ է դիոդի շեմային լարումից: Շնորհիվ այդ տարբերության` բանալու բացման ժամանակ, երբ կոլեկտորային անցման վրա լարումը աճում է, ավելի շուտ բացվում է Շոտկիի դիոդը: Դիոդի, հետևաբար կոլեկտորային անցման վրա սևեռվում է դիոդի փոքր շեմային լարումը, որը բավարար չէ կոլեկտորային անցման բացման և հագեցման համար:

Տրանզիստորը չի հագենում, հետևաբար, բազայի միջակայքում «ավելցուկային» լիցքակիր մասնիկները բացակայում են, և բանալու փակման ժամանակ tդ  ժամանակը չի պահանջվում: Արդյունքում բանալու արագագործությունը մեծանում է:

Տրանզիստորային հոսանքի փոխարկիչ: Իմպուլսային սարքերում կիրառվում են նաև հոսանքի փոխարկիչներ, որոնց միջոցով իրականացվում է հոսանքի փոխանցում մի շղթայից մյուսին: Փոխարկիչը բաղկացած է երկու տրանզիստորից, որոնց կոլեկտորների շղթաներում միացված են Rկ ռեզիստորներ, իսկ ընդհանուր էմիտերային շղթայում՝ I₀ հոսանքի գեներատորը (նկ.5.11): VT2 տրանզիստորի բազային տրվում է U_h հաստատուն (հենակային) լարումը« իսկ VT1-ի բազային՝ մուտքային U_մ կառավարող լարումը: U_մ = 0 լարման դեպքում VT1-ը փակ է, և I₀ հոսանքը լրիվ հոսում է VT2-ով: VT2-ի բազա, էմիտեր և կոլեկտոր լարումները որոշվում են հետևյալ հավասարումներով՝

VT1-ի բազա-էմիտեր լարումը կլինի՝ U_բէ1 = U_մ - U_հ +U_բէհ,  և քանի որ U_հ >U_բէհ և U_մ =0, ապա U_բէ1<0 և VT1-ը փակ է: U_մ լարման աճից U_բէ1 լարումը մեծանում է, և երբ U_բէ1 = U_հ =U_բէհ - 0,1Վ=U_մ1 այն բացվում է: Համաձայն U_բէ1 - ի հավասարման VT1 - ը բացվում է մուտքային լարման U_մ =U_մ1 = U_հ - 0,1Վ արժեքից:

Երբ U_մ =U_հ, երկու տրանզիստորները նույն չափով բաց  են,  և  I_է1 =I_է2 = I₀ / 2: Մուտքային լարման հետագա աճից էմիտերային լարումը մեծանում է U_է1 = U_է2  = U_մ - U_բէ1 առնչությամբ: Քանի որ VT2-ի բազայի լարումը հաստատուն է (U_հ), իսկ U_է2-ը մեծանում է, ապա U_բէ2 լարումը պետք է նվազի: Դա բերում է VT2-ի փակմանը և I_է2-ի փոքրացմանը: Երբ U_մ=U_հ+0,1Վ=U_մ2 արժեքին VT2-ի բազա-էմիտեր լարումը U_բէ2= U_h - U_է2  = U_հ - U_մ + U_բէ1 =U_բէ1 - 0,1Վ փոքր է U_բէ1 շեմային լարումից, և VT2-ը լրիվ փակվում է: Վերջինիս հոսանքը փոխանցվում է VT1- ին, և I_է1 = I₀: 

Այսպիսով մուտքային լարումը հենակային լարման նկատմամբ    փոփոխումով, I₀ հոսանքը փոխանցվում է մի տրանզիստորից մյուսին:

Սխեմայում տրանզիստորները չեն հագենում, և արդյունքում արագագործությունը մեծանում է (t_դ - ն բացակայում է):

>>

5.2.3. Դաշտային տրանզիստորներով բանալիներ

Էլեկտրոնային բանալիներում կարող են օգտագործվել բոլոր տեսակի դաշտային տրանզիստորները: Թվային սարքերում մեծ կիրառություն են գտել մետաղ-մեկուսիչ-կիսահաղորդիչ (ՄՄԿ) ինդուկտված հոսքուղով տրանզիստորները: Դա պայմանավորված է այդ տրանզիստորների կայուն փակ վիճակով փական-ակունք լարումը շեմային լարումից փոքր արժեքների դեպքում: ՄՄԿ տրանզիստորներով բանալիներում ըմպիչի շղթային որպես բեռ կարող են միացվել ռեզիստորներ կամ տրանզիստորներ: Երկրորդ դեպքում որպես բեռ օգտագործվում է կամ կառավարող տրանզիստորի հաղորդականությամբ հոսքուղով (դինամիկ բեռով), կամ հակառակ հաղորդականությամբ հոսքուղով (կոմպլեմենտար զույգով) տրանզիստոր:

Ռեզիստորային բեռով բանալիներ: Ռեզիստորային բեռով p-n անցումով կառավարումով n հոսքուղով բանալու սխեման և տրանզիստորի բնութագիծը բերված են նկ.5.12,ա,բ-ում: Տրանզիստորի ըմպիչի շղթայում միացված է Rը ռեզիստորը: C₀-ն տրանզիստորի և բեռի համարժեք ունակությունն է: Բանալին կառավարում  է մուտքային U_մ  բացասական իմպուլսներով:      

Մուտքային U_մ լարման բացակայության դեպքում (U_մ = 0) տրանզիստորը բաց է: Տրանզիստորով հոսում է Iը₀ հոսանքը, որը Rը ռեզիստորի վրա ստեղծում է RըIը₀ ≈ Eը լարման անկում, և ելքային լարումը մոտավորապես զրո է (U_ե=E_ը -Iը₀Rը ≈ 0): Բանալու մուտքում U_մ < U_փաշ  ամպլիտուդով բացասական իմպուլսների կիրառման դեպքում տրանզիստորը փակվում է:

Դրանով հոսանքն ընդհատվում է, և ելքային լարումը ընդունում է U_ե ≈ E_ը արժեքը: Ելքում ձևավորվում է դրական իմպուլս: C₀ ունակության պատճառով ելքային իմպուլսի ճակատները կփոփոխվեն ոչ թե թռիչքաձև, այլ` էքսպոնենտի օրենքով: 

p-n անցումով կառավարումով բանալին ելքում փոխում է մուտքային իմպուլսի բևեռականությունը: Մեծ մասամբ սխեմաներում մի քանի բանալիներ միացվում են հաջորդաբար: Ելքային լարման բևեռականության փոփոխումը հանգեցնում է սխեմաների զգալի բարդացման:  

Նշված թերությունն ունեն են նաև ներսդրված հոսքուղով դաշտային տրանզիստորներով բանալիները, քանի որ այդ տրանզիստորների փոխանցման բնութագիծն ունի p-n անցումով կառավարմամբ տրանզիստորի բնութագծի տեսքը որի պատճառով, որ p-n անցումով կառավարումով և ներսդրված հոսքուղով դաշտային տրանզիստորներով բանալիները լայն կիրառություն չեն գտել:

Այդ թերությունից զերծ են ինդուկտված հոսքուղով դաշտային տրանզիստորներով բանալիները: Դրանցում մուտքային և ելքային լարումներն ունեն նույն բևեռականությունը (նկ.5.13,գ,դ):    Մուտքային U_մ լարման բացակայության դեպքում (U_մ = 0) տրանզիստորը փակ է: Տրանզիստորում հոսանքը և R_ը - ի վրա լարման անկումը բացակայում են, և U_ե = E_ը: Մուտքային դրական իմպուլսի կիրառման դեպքում (U_մ1>U_փաշ), տրանզիստորը բացվում հագենում է: Տրանզիստորով հոսում է I_մ1 հագեցման հոսանքը: Ելքային լարումն ընդունում է U_ե = E_ը-I_ը1R_ը ≈ 0 արժեքը: Հագեցված վիճակում ելքային լարման մակարդակը պայմանավորված է R_ը և R_աը դիմադրությունների հարաբերությամբ (Rաը - ն տրանզիստորի ակունք ըմպիչ դիմադրությունն է հագեցված վիճակում): R_ը >> R_աը դեպքում բանալու ելքային լարումը ընդունվում է հավասար զրոյի (նկ.5.12,գ):

Բանալու աշխատանքը դիտարկելիս անտեսեցինք C₀ -ի ազդեցությունը ելքային լարման վրա: Սակայն C₀ -ի լիցքվորման և լիցքաթափման պատճառով ելքային լարումը փոփոխվում է ոչ թե թռիչքաձև, այլ ունակության լիցքավորման էքսպոնենտի օրենքով: U_մ = 0 դեպքում C₀ - ն լիցքավորված է և U_ե≈E_ը: Երբ տրվում է U_մ1 > U_փաշ դրական իմպուլսը, տրանզիստորը բացվում հագենում է, և C₀ - ն լիցքաթափվում է տրանզիստորի Rաը փոքր դիմադրությունով: Երբ մուտքում իմպուլսը վերանում է, տրանզիստորը փակվում է, սակայն C₀ -ի վրա լարումը ակնթարթորեն չի կարող փոփոխվել: Սկսվում է C₀ -ի լիցքվորումը R_ը -ով E_ը-ից: Որոշ ժամանակից հետո ելքում` C<sub>0</sub> -ի վրա լարումn ընդունում է E<sub>ը</sub> արժեքը: C<sub>0</sub> -ի լիցքավորման ժամանակի հաստատունը RըC<sub>0</sub>  է, իսկ լիցքաթափման ժամանակի հաստատունը` R_աըC₀:

Այսպիսով, ինդուտված հոսքուղով դաշտային տրանզիստորով բանալու աշխատանքի վերլուծությունը ցույց է տալիս, որ բանալու արագագործությունը հիմնականում կախված է ոչ թե տրանզիստորի պարամետրերից, այլ արտաքին շղթայի պարամետրերից: 

Բեռի ունակության տրված արժեքի դեպքում արագագործությունը կարող է մեծացվել կամ U_մ1 լարման մեծացման, կամ էլ R_ը -ի փոքրացումով: Սակայն U_մ1-ի մեծությունը սահմանափակվում է Eը սնման լարման արժեքով, իսկ R_ը -ի փոքրացումը բերում է բաց վիճակում տրանզիստորի վրա լարման մեծացման և տրանզիստորի վրա հզորության մեծացման, ինչը շատ դեպքերում ցանկալի չէ:

Դինամիկ բեռով բանալի: Դինամիկ բեռով բանալիում տրանզիստորի ըմպիչի շղթային որպես բեռ միացվում է բանալիում օգտագործված նույն հաղորդականությամբ տրանզիստոր (VT2), որի փականին տրվում է E_ը լարումը (նկ.5.13,ա): Քանի որ VT2-ի փականին կիրառված է դրական պոտենցիալ ակունքի նկատմամբ, այն միշտ բաց է, և ակունք-ըմպիչ դիմադրությունը VT1-ի համար ըմպիչային բեռ է:

U_մ <<U_փաշ1 լարման դեպքում VT1-ը փակ է, VT2-ը՝ բաց:  Երկու  տրանզիստորներով անցնում է փակ տրանզիստորի չնչին հոսանքը (նԱ) և U_ե =E_ը - U_փաշ2 < E_ը: Ելքային լարման մակարդակը կախված է տրանզիստորների ներքին դիմադրությունների առնչությունից: U_մ > Uփաշ1 դեպքում VT1-ը բացվում է: VT2-ի ակունքին կիրառվում է U_ըա1 << E_ը լարումը, որի պատճառով U_փա2 = E_ը - U_ըա1 >U_փաշ2 և VT2-ը նույնպես բաց է:  Երկու տրանզիստորներով հոսում է Iը2=0.5S2(U_փա2 - U_փաշ2) հոսանքը, որտեղ S2-ը VT2-ի բնութագծի թեքությունն է: Ելքային լարումը կլինի փոքրl եթե VT1-ի վրա լարման անկումը շատ ավելի փոքր է, քան VT2-ի լարումը:  Իսկ դա հնարավոր է, երբ VT1-ի բնութագծի թեքությունը մեծ է VT2 - ի բնութագծի թեքությունից:

Դինամիկ բեռով բանալին ունի փոքր չափսեր և պատրաստման ավելի պարզ տեխնոլոգիա (դիմադրության պատրաստման տեխնոլոգիան բացակայում է):

Կոմպլեմենտար զույգով բանալի: Կոմպլեմենտար զույգով բանալիում (նկ.5.14,բ,գ) VT1 տրանզիստորի ըմպիչի շղթայում միացվում է հակառակ հաղորդականության հոսքուղով VT2 տրանզիստորը: Առաջինը բացվում է դրական, երկրորդը՝ բացասական մուտքային լարումներից (նկ.5.14,գ): U_մ = 0 լարման դեպքում VT1-ի մուտքային լարումն ունի U_փա1 = 0 արժեքը, և  այն  փակ է:  VT2- ի  մուտքային լարումը հավասար է U_փա2 = U_մ - Eը = - Eը  < U_փաշ2, և այն բաց է: Բանալու ելքում լարումը կունենա   U_ե = +Eը  արժեքը: Այս դեպքում, քանի որ VT1-ը փակ է, սնման աղբյուրից գործնականում հոսանք չի սպառվում (նԱ): Մուտքային դրական լարման դեպքում, երբ այն ունի U_մ > Uփաշ1 արժեքը, VT1-ը բացվում է: Եթե U_մ > Eը - U_փաշ2, ապա VT2-ը փակվում է և Այս վիճակում էլ տրանզիստորներից մեկը  փակ է, և բանալին սնման աղբյուրից հոսանք գրեթե չի սպառում:

Այսպիսով, ի տարբերություն նախորդ սխեմաների կոմպլեմենտար զույգով բանալիում սնման աղբյուրից էներգիայի ծախսը չնչին է:

Անցողիկ պրոցեսները դաշտային տրանզիստորներով բանալիներում: Բանալու մեկ կայուն վիճակից մյուսին անցումը կատարվում է որոշակի անցողիկ գործընթաով, որը պայմանավորված է հիմնականում C₀ ունակության լիցքավորումով և լիցքաթափմամբ: C₀ - ն տրանզիստորի և բեռի մոնտաժային ունակություններով պայմանավորված համարժեք ունակությունն է, որը պիկոֆարադների կարգի մեծություն է:

Ռեզիստորային բեռով բանալու դեպքում (նկ.5.12) U_մ լարման բացակայության դեպքում տրանզիստորը փակ է, և C₀-ն լիցքավորված է: t₁ պահին տրվում է U_մ > U_փաշ լարումը: Տրանզիստորը բացվում է, և սկսվում է C₀-ի լիցքաթափումը բաց տրանզիստորի  ակունք-ըմպիչ դիմադրությունով: C₀-ի լիցքաթափման  ընթացքում ձևավորվում է ելքային  իմպուլսի  առջևի  ճակատը  tաճ  տևողությամբ:

 Տրանզիստորով  անցնող հոսանքը փոփոխվում է բավականին բարդ օրենքով: Սկզբում այն ունի Iը(0) արժեքը և որոշ ժամանակ (երբ տրանզիստորի աշխատանքային կետը ելքային բնութագծի ոչ մեծ թեքության միջակայքում է) մնում է հաստատուն: Այնուհետև« երբ տրանզիստորի աշխատանքային կետը անցնում է ելքային բնութագծի սկզբնական թեք միջակայք, տրանզիստորով հոսանքը նվազում է մինչև Iը1 արժեքը: C₀-ի լիցքաթափման հոսանքը փոփոխվում է i_C = iը – iRը օրենքով: Rը-ով հոսանքը նույնպես փոփոխվում է բավականին բարդ օրենքով: Ելքային լարումը նվազում է և հաստատվում է tաճ ժամանակահատվածում« որը որոշվում է հետևյալ մոտավոր հավասարումով՝

Բանալին փակվում է t₂ պահին, երբ U_մ = 0: Այդ պահից սկսվում է C₀-ի լիցքավորումը, և tաճ ժամանակահատվածից հետո այն հաստատվում է (U_ե = Eը): t_հճ ժամանակահատվածում ձևավորվում է ելքային իմպուլսի հետին ճակատը, որի տևողությունը գնահատվում է հետևյալ հավասարումով՝

(5.4)  և  (5.5)  հավասարումներից  երևում  է,  որ t_հճ > t_աճ  քանի որ  Iը(0) > Iը1:

Դինամիկ բեռով բանալիում (նկ.5.13) C₀-ի լիցքավորումը կատարվում է VT2-ով և ելքային իմպուլսի առջևի և հետին ճակատների տևողությունները որոշվում են (5.4) և (5.5) հավասարումներով:

Կոմպլեմենտար զույգով բանալիում C₀-ի լիցքավորումը կատարվում է VT2-ով, իսկ լիցքաթափումը՝ VT1-ով: Տրանզիստորների բնութագծերը և պարամետրերը մոտավորապես նույնն  են, այդ պատճառով Դա նշանակում է, որ կոմպլեմենտար զույգով բանալու արագագործությունը ավելի մեծ է, քան ակտիվ և դինամիկ բեռով բանալիների դեպքում:

Այսպիսով դաշտային տրանզիստորներով բանալիներից կոմպլեմենտար զույգով բանալին լավագույնն է արագագործության և ստատիկ ռեժիմում էներգիայի փոքր ծախսի տեսանկյունից:

>>

5.3. Անալոգային և թվային ազդանշանների ինտեգրալ կոմուտատորներ

Ինտեգրալ կոմուտատորները բազմաթիվ մուտքերով և մեկ ելքով միկրոսխեմաներ են: Կոմուտատորի մուտքերում միացվում են ազդանշանների աղբյուրները  իսկ ելքում` ազդանշանի ընդունիչը: Կոմուտատորի միջոցով իրականացվում է մուտքային ազդանշանների աղբյուրներից մեկի միացումը ազդանշանի ընդունիչին: Դրանք կիրառվում են նաև տարբեր շղթաների   միացման և անջատման նպատակով: Որոշ կոմուտատորներում ընտրված մուտքային երկլար շղթան միացվում է ելքային  երկլար շղթային: Վերջիններս կոչվում են դիֆերենցիալ կոմուտատորներ:

Ինտեգրալ կոմուտատորները բաղկացած են էլեկտրոնային բանալիներից և կառավարման սխեմայից: Կոմուտատորը պետք է անալոգային ազդանշանը հաղորդի աղբյուրից ընդունիչին առանց աղավաղման: Սակայն ազդանշանի որոշակի աղավաղում կարող են առաջացնել ինչպես բանալիները, այնպես էլ կառավարման սխեման: Վերջինիս կառավարման ազդանշանները բանալիներով անցնում են ընդունիչ` առաջացնելով աղմուկներ: Ինտեգրալ կոմուտատորներում օգտագործվում են դաշտային տրանզիստորներով բանալիներ: Դաշտային տրանզիստորի կառավարման ժամանակ փականի շղթայում հոսանքը բացակայում է: Դա նշանակում է, որ կառվարման շղթայի և ազդանշանի ընդունիչի միջև անմիջական (գալվանական) կապը բացակայում է, և կառավարման սխեմայից ծախսվող էներգիան շատ փոքր է: Դաշտային տրանզիստորներն օժտված են երկողմանի էլեկտրահաղորդականությամբ, ինչը հնարավորություն է տալիս ոչ միայն մուտքային ընտրված ազդանշանը հաղորդել ելք, այլ նաև  ելքից ազդնշանը` ընտրված մուտք: Բացի դրանից, դաշտային տրանզիստորները աշխատում են ինչպես անալոգային, այնպես էլ թվային ազդանշաններով:

Ինտեգրալ կոմուտատորներում օգտագործվում են դաշտային տրանզիստորներով կոմպլեմենտար զույգով Էլեկտրոնային բանալիներ (դրանց աշխատանքի սկզբունքը և դրական հատկանիշները դիտարկված են էլեկտրոնային բանալիներ բաժնում):      

Բանալիների միացումը և անջատումը իրականացնում է կառավարման սխեման թվային ազդանշանի միջոցով: Կառավարման սխեմայում օգտագործվում են տրամաբանական տարրեր կամ դեշիֆրատորներ:

Դիտարկենք, որպես օրինակ K176KT1,  մակնիշի անալոգային և թվային ազդանշանների ինտեգրալ կոմուտատորի կառուցվածքային (նկ.5.15,ա) և դրանում օգտագործված կոմպլեմենտար զույգով բանալու (նկ.5.15, բ)  էլեկտրական սխեմաները:

Կոմուտատորը բաղկացած է չորս բանալիներից, որոնց մուտքային ելուստներն են 1, 4, 8, 11 և ելքային ելուստները` 2, 3, 9, 10: Կառավարման սխեման բաղկացած է DD1.1, DD1.2 շրջող տարրերից: Բանալինները VT1, VT2 դաշտային տրանզիստորներից բաղկացած կոմպլեմենտար զույգեր են: Բանալիները միացվում են E11, E12, E13,  E14 կառավարող ելուստներին բարձր մակարդակի լարման կիրառումուվ: E1 = 1 դեպքում DD1.1 - ի ելքում ցածր մակարդակ է (0), իսկ DD1.2 - ի ելքում` բարձր մակարդակ (1): VT1, VT2 տրանզիստորները բաց են:

   Մուտքը միացված է ելքին: E1 = 0 դեպքում DD1.1 - ի ելքում բարձր մակարդակ է (1), իսկ DD1.2 - ի ելքում` ցածր մակարդակ (0): VT1, VT2 տրանզիստորները փակ են: Մուտքը անջատված է ելքից:

>>

Ստուգողական  հարցեր

1. Ի՞նչպիսի անալոգային բանալիներ գիտեք:

2. Բացատրել բանալիների աշխատանքի սկզբունքը:

3. Ի՞նչ նպատակով են միացվում երկբևեռ  տրանզիստորներով անալոգային բանալիներում երկու տրանզիստորներ:

4. Ի՞նչ առավելություններ ունեն օպտրոնային բանալիները:

5. Դաշտային տրանզիստորներով անալոգային ի՞նչ բանալիներ գիտեք:

6. Դաշտային տրանզիստորներով անալոգային ո՞ր բանալին է իր պարամետրերով մոտ իդեալականին:

7. Ի՞նչով են տարբերվում թվային բանալիներըանալոգայիններից:

8. Թվարկել թվային բանալիների տեսակները:

6. Ո՞րն է Շոտկիի տրանզիստորով բանալու առավելությունը:

7. Ի՞նչու են թվային բանալու բազային դիմադրությունը շունտում կոնդենսատորով:

8. Ո՞րն է հոսանքի փոխարկիչով բանալու.դրական հատկանիշը մյուս թվային բանալիների նկատմամբ:

9. Ո՞րն է կոմպլեմենտար զույգով թվային բանալու դրական   հատկությունները: 

10. Ի՞նչ կառուցվածք ունեն անալոգային և թվային ազդանշանների կոմուտատորները: